宋志超，靳 標(biāo)，武浩正

（1.國光電器股份有限公司，廣州 510800；2.江蘇科技大學(xué)海洋學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212003）

0 引言

長期以來，雷達(dá)系統(tǒng)與通信系統(tǒng)獨(dú)立工作，但其硬件結(jié)構(gòu)和工作原理存在相似性，都是利用天線發(fā)射和接收電磁波進(jìn)行信息的傳遞和獲取，這為雷達(dá)通信一體化的實(shí)現(xiàn)奠定了基礎(chǔ)。雷達(dá)與通信的一體化不僅可以減小設(shè)備體積和能耗，降低設(shè)備成本，還可以緩解頻譜資源緊張，減少設(shè)備間的電磁干擾。因此，近年來雷達(dá)通信一體化成為了一項(xiàng)研究熱點(diǎn)。

雷達(dá)通信一體化的實(shí)現(xiàn)方式可以分為硬件一體化和波形一體化兩類?；谟布睦走_(dá)通信一體化根據(jù)工作體制的不同，可分為時(shí)分復(fù)用［1］、頻分復(fù)用［2］和空分復(fù)用［3］。時(shí)分復(fù)用是利用轉(zhuǎn)換開關(guān)使雷達(dá)和通信分時(shí)工作。頻分復(fù)用是將雷達(dá)與通信信號(hào)調(diào)制到不同頻帶上進(jìn)行發(fā)射與接收?？辗謴?fù)用是利用數(shù)字陣列技術(shù)和波束形成技術(shù)，在空域形成不同能量指向的雷達(dá)波束和通信波束?；谟布睦走_(dá)通信一體化優(yōu)點(diǎn)是易于實(shí)現(xiàn)，雷達(dá)與通信之間互不干擾，其缺點(diǎn)是無法實(shí)現(xiàn)資源利用效率的最大化。

基于波形的雷達(dá)通信一體化是指雷達(dá)和通信共用一個(gè)波形，能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)雷達(dá)目標(biāo)探測和通信信息傳輸?shù)碾p重功能。相較硬件一體化，波形一體化將雷達(dá)通信一體化提高到了波形層面，其實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵在于雙功能共享一體化波形的設(shè)計(jì)。所設(shè)計(jì)的一體化波形是雷達(dá)信號(hào)和通信信號(hào)的融合，實(shí)現(xiàn)了雷達(dá)和通信更高程度的集成，最大化了時(shí)-頻-空的資源利用率。由于雷達(dá)與通信的本質(zhì)區(qū)別在于：通信為一方發(fā)送一方接收且需要調(diào)制信源信息碼，在接收端信源信息碼是未知的，故通信的波形是隨機(jī)的、非周期的；雷達(dá)為自發(fā)自收且其發(fā)射波形大多數(shù)是已知的，故雷達(dá)的波形是確定的、周期的。因此，在接收端如何準(zhǔn)確無誤地對雷達(dá)信號(hào)和通信信號(hào)進(jìn)行區(qū)分，是一體化波形設(shè)計(jì)需要考慮的關(guān)鍵因素。

為了實(shí)現(xiàn)雷達(dá)與通信的兼容，避免周期性雷達(dá)波形與非周期性通信波形的相互干擾，須使得兩種信號(hào)相互正交。兩信號(hào)正交可以分為時(shí)域正交［4］、頻域正交［5］、空域正交［6］、擴(kuò)頻正交［7］等。由于擴(kuò)頻技術(shù)具有良好的抗干擾、抗截獲和識(shí)別功能，近年來國內(nèi)外多位學(xué)者對基于擴(kuò)頻正交的雷達(dá)通信一體化發(fā)射波形進(jìn)行了研究。文獻(xiàn)［8］基于直接序列擴(kuò)頻技術(shù)（direct sequence sqread spectrum，DSSS）提出使用兩個(gè)正交的m序列對雷達(dá)和通信波形進(jìn)行區(qū)分，但通信的誤碼率有損失，雷達(dá)波形對多普勒頻移敏感，并且由于相同序列長度下，可產(chǎn)生的m序列較少，一體化波形不具有多址通信功能。文獻(xiàn)［9］提出了一種基于最小頻移鍵控（minimum shift keying，MSK）直接序列擴(kuò)頻的一體化波形，仍然使用m 序列對通信信息進(jìn)行擴(kuò)頻，研究了雷達(dá)模糊函數(shù)與基帶數(shù)據(jù)長度、擴(kuò)頻因子的關(guān)系，但未分析一體化信號(hào)的通信性能。文獻(xiàn)［10］研究了基于Gold序列擴(kuò)頻的雙功能一體化波形，Gold 序列由m 序列大量生成，具備多址通信功能，但仍未解決一體化波形對多普勒頻移敏感的問題。由于二相序列的互相關(guān)性較差，多普勒容忍性較差，因此，多相序列組（P1、P2、P3、P4序列等）被應(yīng)用于設(shè)計(jì)雷達(dá)通信一體化波形。雖然這些序列在雷達(dá)探測場景中表現(xiàn)良好，但碼組中只有一個(gè)序列，無法用作一體化波形的擴(kuò)頻碼［11］。

針對上述問題，本文設(shè)計(jì)了一種基于OPPERMANN 序列擴(kuò)頻的雷達(dá)通信一體化波形，一體化波形采用脈沖發(fā)射體制，雷達(dá)信號(hào)為OPPERMANN 序列加權(quán)的脈沖信號(hào)，通過相移鍵控（phase shift keying，PSK）將多個(gè)下行鏈路用戶的通信信號(hào)調(diào)制到雷達(dá)信號(hào)的子脈沖內(nèi)，并采用多個(gè)正交的OPPERMANN 序列，對不同用戶的通信信號(hào)和雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻區(qū)分，從而實(shí)現(xiàn)雷達(dá)目標(biāo)探測和通信信息傳輸雙重功能。所設(shè)計(jì)的一體化波形不僅具有多址通信功能，而且具有不同類型的模糊函數(shù)，可以根據(jù)雷達(dá)工作場景靈活選擇。

1 OPPERMANN序列的概念及其特性

假設(shè)一個(gè)碼長為N的多相編碼序列uk=［uk(0),uk(1),...，uk(N-1)］，k表示該序列在序列族U中的位置索引。OPPERMANN序列中的每個(gè)元素滿足［12］：

式中，1≤k≤N-1，0≤i≤N-1，i與N互質(zhì)，N為質(zhì)數(shù)；m，n和p為序列的3 個(gè)參數(shù)，且均是實(shí)數(shù)。當(dāng)m，n和p固定時(shí)，所有序列具有相同的自相關(guān)函數(shù)。當(dāng)p=1時(shí)，OPPERMANN序列的自相關(guān)函數(shù)為［13］：

其中，l表示序列的離散循環(huán)移位。此時(shí)，OPPERMANN 序列的自相關(guān)函數(shù)只取決于參數(shù)n的取值。為了控制參數(shù)數(shù)量，使波形設(shè)計(jì)更加簡單，以下默認(rèn)p=1。

OPPERMANN序列的互相關(guān)函數(shù)為：

其中，r，k（r≠k）為OPPERMANN 序列的索引。由式（3）可知，OPPERMANN 序列的互相關(guān)函數(shù)不僅與參數(shù)的取值有關(guān)，還與參數(shù)m，以及索引r和k的取值有關(guān)。當(dāng)參數(shù)m取正整數(shù)時(shí)，循環(huán)移位l=0處OPPERMANN序列的互相關(guān)函數(shù)滿足：

此時(shí)，同一序列族中所有OPPERMANN 序列之間滿足正交性。

由于雷達(dá)和通信工作模式的不同，兩者采用擴(kuò)頻序列的相關(guān)性具有不同的要求。對于雷達(dá)系統(tǒng)，為了保證脈沖壓縮性能，所采用的序列須具有良好的自相關(guān)特性。對于通信系統(tǒng)，為了降低鄰道干擾，需要多個(gè)正交序列碼組對不同用戶信號(hào)進(jìn)行區(qū)分，所采用的序列須具有良好的互相關(guān)特性，在任一時(shí)延下，不同的序列碼組之間都需要嚴(yán)格正交。因此，對于基于擴(kuò)頻正交的雷達(dá)通信一體化波形，所采用的擴(kuò)頻序列碼組必須同時(shí)具有良好的自相關(guān)和互相關(guān)特性。

由式（1）～式（4）可以看出，OPPERMANN 序列中的每個(gè)元素都表征復(fù)平面上的一個(gè)特定相位。在參數(shù)（m，n，p）確定的情況下，可以產(chǎn)生多個(gè)長度相同的序列碼組，不同序列之間滿足正交性，并且每個(gè)序列都具有相同的自相關(guān)函數(shù)，能夠同時(shí)滿足雷達(dá)目標(biāo)探測和低誤碼率多址通信的要求。

2 雷達(dá)通信一體化信號(hào)波形設(shè)計(jì)

2.1 基于OPPERMANN 序列擴(kuò)頻的一體化發(fā)射波形設(shè)計(jì)

在無線通信中，直接序列擴(kuò)頻技術(shù)已被廣泛運(yùn)用，其主要原理是在發(fā)射端用多個(gè)正交序列碼組對用戶數(shù)據(jù)流進(jìn)行擴(kuò)頻，在接收端用相對應(yīng)的序列進(jìn)行解擴(kuò)，相鄰用戶信道間的干擾被大大削弱，從而可以使多個(gè)用戶同時(shí)共享同一頻段［14］。將擴(kuò)頻技術(shù)運(yùn)用于雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)，可使雷達(dá)和通信信號(hào)嚴(yán)格正交，避免相互干擾?；贠PPERMANN 序列擴(kuò)頻的一體化發(fā)射信號(hào)原理如圖1所示。

圖1 基于OPPERMANN序列擴(kuò)頻的一體化發(fā)射信號(hào)原理圖Fig.1 Schematic diagram of integrated transmit signal based on OPPERMANN sequence spread spectrum

圖1 中，假設(shè)系統(tǒng)所采用的OPPERMANN 擴(kuò)頻序列長度為N，可以產(chǎn)生N-1個(gè)相互正交的OPPERMANN序列，其中，一個(gè)序列用作雷達(dá)信號(hào)的擴(kuò)頻序列，基站可同時(shí)與N-2 個(gè)用戶進(jìn)行通信。首先信源發(fā)出的基帶二級制數(shù)據(jù)流d（t）經(jīng)過串并變換，形成N-2路并行的二進(jìn)制數(shù)據(jù)ai（t），i=1，…，N-2，分別輸出給N-2 個(gè)用戶的數(shù)據(jù)通道，同時(shí)雷達(dá)系統(tǒng)生成加權(quán)脈沖信號(hào)Uk（t），然后用相應(yīng)的正交OPPERMANN序列g(shù)i（t），i=1，…，N-1 對每路信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻，再將N-1 路信號(hào)相加之后通過上變頻調(diào)制，形成最終的一體化發(fā)射信號(hào)。

雷達(dá)脈沖序列的復(fù)包絡(luò)可以表示為

其中，Np表示脈沖序列長度；T=NpTc是第k個(gè)脈沖序列的持續(xù)時(shí)間；Tc和Tw分別表示每個(gè)矩形脈沖的重復(fù)周期和寬度；uk（i），i=0，1，…，Np-1表示式（5）中脈沖序列的加權(quán)值，本文雷達(dá)信號(hào)采用由OPPERMANN 序列加權(quán)的脈沖信號(hào)，故此處uk（i）的值由式（1）給出，加權(quán)序列的3個(gè)參數(shù)分別為m=mp，n=np，p=1；rect（·）表示時(shí)長為Tw的矩形窗，其表達(dá)式為

通信信號(hào)應(yīng)與雷達(dá)保持同步，為了防止長時(shí)間工作損壞發(fā)射機(jī)，本系統(tǒng)只在脈沖持續(xù)時(shí)間內(nèi)調(diào)制通信數(shù)據(jù)，一個(gè)子脈沖調(diào)制一個(gè)數(shù)據(jù)，則第q（1≤q≤N-2）個(gè)用戶的基帶數(shù)據(jù)信號(hào)可以表示為

其中，A為幅度值；xq（i），i=0，1，...，Np-1 表示第q個(gè)用戶的通信數(shù)據(jù)流。

最終，基于OPPERMANN 序列擴(kuò)頻的一體化發(fā)射信號(hào)的表達(dá)式為

其中，fc為載波頻率；gi（t），i=1，...，N-1為不同通道采用的擴(kuò)頻序列。

2.2 一體化接收信號(hào)的解擴(kuò)處理

雷達(dá)通信一體化接收信號(hào)處理框圖如圖2 所示。由式（8）可知，擴(kuò)頻序列相當(dāng)于將N-1 路信號(hào)分成了N-1 個(gè)幾乎正交的信道進(jìn)行傳輸，1～N-2 路為下行鏈路用戶的通信接收端，第N-1 路為雷達(dá)接收端，用戶的接收信號(hào)ri（t），1 ≤i≤N-2 為基站發(fā)射的一體化信號(hào)s（t）經(jīng)噪聲信道傳輸?shù)男盘?hào)，雷達(dá)接收站的接收信號(hào)rN-1（t）為一體化信號(hào)s（t）經(jīng)目標(biāo)散射后的回波信號(hào)。采用與發(fā)射端對應(yīng)的正交OPPERMANN 序列的共軛序列g(shù)i*（t），1 ≤i≤N-1對各路接收信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)，可以獲得通信的解擴(kuò)信號(hào)rC，i（t），1 ≤i≤N-2和雷達(dá)的解擴(kuò)信號(hào)rR（t）。各路信號(hào)經(jīng)過帶通濾波后，通信接收端進(jìn)行相干解調(diào)和積分判決獲得數(shù)據(jù)信息，雷達(dá)接收端經(jīng)過匹配濾波和相參積累獲取目標(biāo)信息。

圖2 雷達(dá)通信一體化接收信號(hào)處理框圖Fig.2 Block diagram of integrated radar-communication received signal processing

下面分析一體化信號(hào)在通信接收端和雷達(dá)接收端的解擴(kuò)處理過程。

2.2.1 通信接收端解擴(kuò)處理

用戶q的接收信號(hào)為

其中，C為接收信號(hào)在傳輸路徑上的損耗；τ為接收信號(hào)相對于發(fā)射信號(hào)的時(shí)延；下標(biāo)1～N-2 表示用戶的通信信道，N-1 表示雷達(dá)信道；fd，q為由第q個(gè)用戶引起的多普勒頻移；n（t）為加性高斯白噪聲，其功率譜密度為N0。

為了正確地解調(diào)出信源發(fā)送的二進(jìn)制基帶信號(hào)，在通信信號(hào)解擴(kuò)前，需對接收信號(hào)參照時(shí)延τq,q同步，則第q個(gè)用戶的解擴(kuò)信號(hào)為

其 中，Cq，qa q（t）為 混 合 信 號(hào) 中 的 有 用 信 號(hào) 項(xiàng)；表示多徑干擾項(xiàng)；JI，q（t）為其他N-2個(gè)信道對用戶q的通信信道引起的多址干擾。正交OPPERMANN序列相關(guān)函數(shù)可表示為

其中，k，r（k≠r）為OPPERMANN 序列的索引；N為擴(kuò)頻序列長度。由式（11）可知，經(jīng)過解擴(kuò)后，多址干擾已趨近于零，多徑干擾項(xiàng)已被擴(kuò)頻抑制N倍，故可將式（10）近似表示為

其中，nCtot（t）表示通信接收的總干擾項(xiàng)，包括高斯白噪聲干擾、多址干擾和多徑干擾。

2.2.2 雷達(dá)接收端解擴(kuò)處理

雷達(dá)系統(tǒng)的接收信號(hào)為

其中，fd，N-1為目標(biāo)的多普勒頻移。

由于雷達(dá)回波信號(hào)的時(shí)延蘊(yùn)含著目標(biāo)的距離信息，因此，在雷達(dá)信號(hào)解擴(kuò)前，需對OPPERMANN解擴(kuò)序列參照時(shí)延τN-1,N-1同步，則雷達(dá)系統(tǒng)的解擴(kuò)信號(hào)為

由式（12）和式（14）可知，所設(shè)計(jì)的一體化信號(hào)經(jīng)過相應(yīng)的解擴(kuò)處理后，干擾信號(hào)被明顯抑制，通信接收端可以恢復(fù)出包含信源信息的有用信號(hào)，雷達(dá)接收端可以獲得攜帶目標(biāo)信息的回波信號(hào)。

2.3 一體化信號(hào)的性能分析

2.3.1 一體化信號(hào)的雷達(dá)模糊函數(shù)分析

模糊函數(shù)表征的是一個(gè)能量有限信號(hào)的匹配濾波器的輸出。式（14）中，目標(biāo)回波信號(hào)的復(fù)包絡(luò)經(jīng)過系數(shù)歸一化和帶通濾波器處理后，匹配濾波器的輸入為Uk(t+τN-1,N-1)，則一體化信號(hào)的模糊函數(shù)為

其中，τ和fd分別為時(shí)延和多普勒頻移。將式（5）代入式（14）可得

其中，χrect（τ，fd）表示矩形脈沖rect（·）的三角形模糊函數(shù)，即表示單個(gè)脈沖經(jīng)過匹配濾波器后的輸出，其表達(dá)式為

令時(shí)延τ=0，則一體化信號(hào)的速度模糊函數(shù)為

由式（16）～式（19）可知，當(dāng)p=1 時(shí)，一體化信號(hào)的模糊函數(shù)只取決于OPPERMANN 序列加權(quán)脈沖參數(shù)np的值。當(dāng)參數(shù)np固定時(shí)，對于任意索引k，一體化信號(hào)都具有相同的模糊函數(shù)。

2.3.2 一體化信號(hào)的通信誤碼率分析

誤碼率表示通信信號(hào)經(jīng)噪聲信道后傳輸碼元產(chǎn)生錯(cuò)誤的概率，能夠體現(xiàn)通信系統(tǒng)質(zhì)量的好壞程度，與接收端的信噪比（signal noise ratio，SNR）密切相關(guān)。在多址通信中，用戶的接收信噪比可以表示為其他用戶的平均干擾參數(shù)（average interference parameter，AIP）和加性高斯白噪聲功率的函數(shù)。以第q個(gè)用戶為例，一體化信號(hào)的接收信噪比為［12］

其中，Eb為有用信號(hào)的總能量；N0為噪聲功率譜密度；N為擴(kuò)頻序列長度；μp，q為擴(kuò)頻序列up和uq的AIP，對于復(fù)值序列，μp，q近似為

其中，Cp，q（l）為兩序列的互相關(guān)函數(shù)，本文采用OPPERMANN 序列作為擴(kuò)頻序列，故此處Cp，q（l）的值由式（3）給出。

由此，可以得到一體化信號(hào)的誤碼率：

其中，Q（·）函數(shù)的具體表達(dá)式為

3 仿真實(shí)驗(yàn)與分析

3.1 序列相關(guān)性仿真分析

圖3和圖4給出了當(dāng)N=127，m=1，p=1時(shí)，n分別取2.007 2 和3 的OPPERMANN 序 列 與m 序 列 非 周期自相關(guān)與互相關(guān)特性。仿真實(shí)驗(yàn)中，采用級數(shù)為7 的m 序列，反饋系數(shù)為（10000011）和（10001001）。如圖3 所示，n=2.007 2 的OPPERMANN 序列具有非常好的非周期自相關(guān)特性，但其非周期互相關(guān)特性在某一時(shí)延處出現(xiàn)較高的峰值，這會(huì)使解擴(kuò)后的信號(hào)中存在較強(qiáng)的多徑干擾，不利于通信信息的解調(diào)。如圖4 所示，n=3 的OPPERMANN 序列的非周期互相關(guān)特性要優(yōu)于n=2.007 2 的OPPERMANN 序列和m 序列，且其非周期自相關(guān)特性雖然略差于n=2.007 2 的OPPERMANN 序列和m 序列，但仍然具有集中的主瓣，旁瓣中沒有明顯的峰值，可以在保證雷達(dá)探測性能的同時(shí)，降低多個(gè)用戶的通信信號(hào)和雷達(dá)信號(hào)之間的相互干擾，可以使一體化波形在通信性能和雷達(dá)探測性能之間進(jìn)行折衷。

圖3 OPPERMANN序列（n=2.007 2）與m序列非周期相關(guān)性比較Fig.3 Comparison of aperiodic correlation between OPPERMANN sequence(n=2.007 2)and m sequence

圖4 OPPERMANN序列（n=3）與m序列非周期相關(guān)性比較Fig.4 Comparison of aperiodic correlation between OPPERMANN sequence(n=3)and m sequence

3.2 雷達(dá)模糊函數(shù)仿真分析

采用序列長度N=31 的OPPERMANN 序列作為擴(kuò)頻碼進(jìn)行仿真，具體參數(shù)設(shè)置為m=1，n=3，p=1。雷達(dá)發(fā)射載頻fc=3 GHz，子脈沖寬度Tw=1μs，子脈沖周期Tc=10 μs。雷達(dá)發(fā)射信號(hào)選取序列長度Np=61的OPPERMANN 序列加權(quán)脈沖信號(hào)，序列的參數(shù)設(shè)置要求為mp∈，np∈+，p=1。

模糊函數(shù)是衡量雷達(dá)發(fā)射信號(hào)探測性能的標(biāo)準(zhǔn)，在不同探測場景下，雷達(dá)發(fā)射信號(hào)的模糊函數(shù)應(yīng)具有不同特性。在目標(biāo)探測階段，為了避免多普勒頻移引起脈沖壓縮性能損失，雷達(dá)發(fā)射信號(hào)的模糊函數(shù)需要具有良好的多普勒容忍性，常用的探測波形為線性調(diào)頻（linear frequency modulation，LFM）信號(hào)［15］。在低截獲探測場景，由于LFM 信號(hào)的形式簡單，容易受到干擾，常采用抗干擾能力強(qiáng)、距離-多普勒耦合程度高的Frank 序列編碼信號(hào)作為雷達(dá)發(fā)射波形［16］。在目標(biāo)跟蹤階段，要求雷達(dá)系統(tǒng)需要具有更高的距離-多普勒分辨率，雷達(dá)發(fā)射信號(hào)的模糊函數(shù)需要具有更集中的主瓣和更低的旁瓣，常用的發(fā)射波形為m序列等編碼信號(hào)。

為了測試所設(shè)計(jì)一體化信號(hào)的探測性能，對參數(shù)np不同取值下的一體化信號(hào)的模糊函數(shù)進(jìn)行仿真。圖5～下頁圖8表示出了雷達(dá)脈沖序列參數(shù)np分別取1、1.8、2、3時(shí)一體化信號(hào)的模糊函數(shù)。

圖5 一體化信號(hào)（np=1）的模糊函數(shù)特性Fig.5 Fuzzy function characteristics of the integrated signal（np=1）

圖6 一體化信號(hào)（np=1.8）的模糊函數(shù)特性Fig.6 Fuzzy function characteristics of the integrated signal（np=1.8）

圖7 一體化信號(hào)（np=2）的模糊函數(shù)特性Fig.7 Fuzzy function characteristics of the integrated signal（np=2）

圖8 一體化信號(hào)（np=3）的模糊函數(shù)特性Fig.8 Fuzzy function characteristics of the integrated signal（np=3）

由圖5～圖8可以看出，隨著參數(shù)np的不斷增大，一體化信號(hào)的模糊函數(shù)以原點(diǎn)為中心，沿順時(shí)針方向旋轉(zhuǎn)。當(dāng)np=1 時(shí)，與矩形脈沖信號(hào)的模糊函數(shù)相同，距離分辨率和多普勒容忍性較差；當(dāng)np=1.8 時(shí)，呈現(xiàn)出類似LFM 信號(hào)的斜刀刃型，分布在對角線左右，具有良好的多普勒容忍性，有利于檢測運(yùn)動(dòng)目標(biāo)，但時(shí)延切片的主瓣寬度較大，不同時(shí)延截面的多普勒切片較為集中，抗干擾能力較差，不利于雷達(dá)對多個(gè)目標(biāo)的分辨；當(dāng)np=2 時(shí)，呈現(xiàn)出類似Frank序列的多重斜刀刃型，時(shí)延切片具有更窄的主瓣寬度和更低的旁瓣，不同時(shí)延截面的多普勒切片較為分散，具有良好的抗截獲和抗干擾性能，能夠應(yīng)用于低截獲雷達(dá)；當(dāng)np=3 時(shí)，呈現(xiàn)出類似m 序列的圖釘型，具有良好的距離-多普勒分辨率，旁瓣中沒有單一的峰值，且旁瓣的起伏較小，說明其具有良好的測距和測速性能，有利于目標(biāo)跟蹤。

綜上，本文設(shè)計(jì)的基于OPPERMANN 序列擴(kuò)頻的一體化波形，可以適用于目標(biāo)探測、低截獲探測和目標(biāo)跟蹤等場景，通過在發(fā)射端改變參數(shù)np的取值，就可以靈活控制一體化發(fā)射波形的模糊函數(shù)特性。

3.3 通信誤碼率仿真分析

通信的仿真參數(shù)設(shè)置為：信道噪聲為高斯白噪聲，信噪比為-15～10 dB，碼元寬度Tw=1 μs，碼元周期Tc=10 μs，調(diào)制碼元個(gè)數(shù)為61 000 bit，基帶帶寬B=1 MHz，下行鏈路的用戶數(shù)Nc=N-2=29 個(gè)。采用理論分析和數(shù)值仿真的方法，對一體化信號(hào)的通信性能進(jìn)行評估，選取3 個(gè)用戶的仿真誤碼率與理論值進(jìn)行對比。圖9～圖11分別給出了一體化信號(hào)在目標(biāo)探測、低截獲探測和目標(biāo)跟蹤場景下的誤碼率。

圖9 目標(biāo)探測場景下的誤碼率曲線Fig.9 BER of target detection scenario

圖10 低截獲探測場景下的誤碼率曲線Fig.10 BER of low intercept detection scenario

圖11 目標(biāo)跟蹤場景下的誤碼率曲線Fig.11 BER of target tracking scenario

由圖9～圖11 可以看出，通過數(shù)值仿真獲得的3 個(gè)用戶的誤碼率與理論值基本重合，不同用戶的誤碼率在低信噪比時(shí)幾乎完全一致，在信噪比大于2 dB 時(shí)逐漸出現(xiàn)差異。這是因?yàn)椴煌瑪U(kuò)頻序列的互相關(guān)性存在微小的差異，會(huì)引起不同用戶的接收信噪比不同。在高信噪比時(shí)，由于誤碼的數(shù)量普遍很少，而調(diào)制碼元總數(shù)不變，所以誤碼率受序列互相關(guān)性的影響較低信噪比時(shí)要明顯一些。

對比圖9～圖11可以看出，雷達(dá)系統(tǒng)在不同工作場景下，下行鏈路用戶的誤碼率均表現(xiàn)良好且十分接近。由式（20）可知，當(dāng)有用信號(hào)和噪聲的功率確定時(shí)，通信用戶的接收信噪比主要受擴(kuò)頻序列相關(guān)性的影響，一體化信號(hào)采用的OPPERMANN 序列之間滿足嚴(yán)格的正交性，所以雷達(dá)信號(hào)參數(shù)np的取值對通信的誤碼率幾乎沒有影響。這證明本文設(shè)計(jì)的一體化波形在與多個(gè)下行鏈路用戶通信的同時(shí)，可以根據(jù)雷達(dá)系統(tǒng)的探測模式，調(diào)節(jié)參數(shù)np來獲得相應(yīng)的目標(biāo)探測性能。

4 結(jié)論

本文提出了一種基于OPPERMANN序列擴(kuò)頻的雷達(dá)通信一體化發(fā)射波形。該波形通過將窄帶雷達(dá)信號(hào)和通信信號(hào)擴(kuò)頻成寬帶信號(hào)，使其共享同一頻帶，在接收端通過正交解擴(kuò)對兩種信號(hào)進(jìn)行分離。仿真結(jié)果表明，該波形具有多種類型的模糊函數(shù)，可根據(jù)雷達(dá)工作場景靈活調(diào)節(jié)，且可同時(shí)和多個(gè)下行鏈路的用戶進(jìn)行通信，提高了頻譜資源利用率。