李大偉，楊京東，吳康

（山西大同大學(xué)煤炭工程學(xué)院，山西 大同 037003）

1 概況

隨著經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展，能源消耗速率不斷上升，能源矛盾日益增長，因此為減少能源消耗以及提高能源利用率，急需采取措施節(jié)能減排。雖然現(xiàn)在已經(jīng)出現(xiàn)了許多新能源，但我國的能源消耗主要是煤，且隨著煤礦開采深度的加深以及開采量增大，井下許多大功率設(shè)備都被加入到開采工作中，耗能加大，而高壓變頻器能夠?qū)Υ蠊β试O(shè)備的電機(jī)進(jìn)行調(diào)速控制，起到節(jié)能和增加電機(jī)壽命的作用。高壓變頻器的技術(shù)核心是多電平電力電子拓?fù)?。目前普遍采用的幾種多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要包括二極管鉗位型、飛跨電容型、H 橋級(jí)聯(lián)型，但其能夠承受的電壓與功率不足以支持大功率設(shè)備正常工作[1]。

隨著MMC 在柔性型直流輸電領(lǐng)域獲得快速發(fā)展，人們也開始關(guān)注將其拓展到高壓變頻器中。MMC 多電平換流器具有公共直流母線端，其結(jié)構(gòu)能用于整流也能用于逆變，將整流和逆變結(jié)構(gòu)以背靠背的方式結(jié)合起來，可構(gòu)成一個(gè)能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運(yùn)行的高壓變頻器，且無需移相變壓器提供多個(gè)獨(dú)立直流電源，系統(tǒng)也能夠?qū)崿F(xiàn)雙向流動(dòng)，通過控制能夠?yàn)殡姍C(jī)提供高質(zhì)量電源，同時(shí)提高電機(jī)的動(dòng)態(tài)性能[2-3]。

本文基于礦用中高壓變頻系統(tǒng)采用背靠背結(jié)構(gòu)，因此以逆變側(cè)進(jìn)行研究分析，簡述礦用中高壓變頻系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理，調(diào)制技術(shù)及子模塊電容電壓平衡技術(shù)，并通過Matlab-Simulink 搭建仿真進(jìn)行驗(yàn)證。

2 MMC 礦用變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 為背靠背MMC 礦用變頻器結(jié)構(gòu)。MMC 結(jié)構(gòu)由全控器件組成，即可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)正反轉(zhuǎn)切換的能量雙向流動(dòng)，還能夠快速啟動(dòng)與制動(dòng)。MMC1 實(shí)現(xiàn)整流作用，MMC2 實(shí)現(xiàn)逆變變頻作用，與級(jí)聯(lián)H橋相比，MMC 結(jié)構(gòu)無需移相變壓器，利用子模塊級(jí)聯(lián)的形式就可以實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)的多電平輸出，使用PWM 控制整流端輸出穩(wěn)定的直流電，通過直流母線輸出給逆變端，最后由逆變端輸出三相多電平交流電帶動(dòng)電機(jī)實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)速。不僅簡化了電路結(jié)構(gòu)，還特別適合一些高壓大功率的工作場合。MMC 結(jié)構(gòu)的中高壓變頻器消除了傳統(tǒng)中高壓變壓器存在的弊端，對(duì)井下中高壓大功率設(shè)備的變頻調(diào)速起到了極為重要的作用。

圖1 MMC礦用變頻器結(jié)構(gòu)Fig.1 MMC mine inverter structure

3 MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示，整個(gè)結(jié)構(gòu)由3個(gè)相單元組成，共有6 個(gè)橋臂，每個(gè)相單元分為上下2 個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂由多個(gè)結(jié)構(gòu)相同的子模塊（SM） 級(jí)聯(lián)而成，上、下橋臂通過2 個(gè)相同的電抗器L 相連。電抗器L 作為橋臂子模塊與直流母線之間的緩沖，能夠抑制各相之間電容電壓不平衡導(dǎo)致的環(huán)流以及產(chǎn)生故障時(shí)的沖擊電流，提高系統(tǒng)的可靠性[5-6]。

圖2 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 MMC topology structure

子模塊根據(jù)上下橋臂功率器件IGBT 的開關(guān)狀態(tài)和電流方向，可以組合為6 種工作模式，共有3種工作狀態(tài)。系統(tǒng)啟動(dòng)初向子模塊電容器充電或工作出現(xiàn)故障時(shí)，子模塊處于閉鎖狀態(tài)；系統(tǒng)正常運(yùn)行時(shí)，子模塊處于投入或切除狀態(tài)。子模塊的工作狀態(tài)和工作模式見表1。

表1 子模塊工作狀態(tài)和工作模式Table 1 Sub-module working state and working mode

4 MMC 的調(diào)制技術(shù)與平衡技術(shù)

4.1 MMC 的調(diào)制技術(shù)

MMC 的調(diào)制技術(shù)決定其輸出電壓諧波特性的優(yōu)劣及損耗大小，是換流器高效穩(wěn)定運(yùn)行的關(guān)鍵。目前MMC 的調(diào)制技術(shù)有很多，有特定諧波消去階梯波調(diào)制法（SHESM）、最近電平逼近調(diào)制法（NLM）、多電平SVPWWM、載波層疊調(diào)制法（PD-PWM） 與載波移相調(diào)制法(PSC-PWM)。目前應(yīng)用較為廣泛的調(diào)制方式為最近電平逼近調(diào)制法（NLM） 和載波移相調(diào)制法（CPS-PWM）。最近電平逼近調(diào)制原理簡單且諧波水平低，但只適合電平較多的場合，電平數(shù)少時(shí)誤差很大；載波移相原理CPS-PWM開關(guān)損耗小，諧波性能好，適合電平數(shù)較少的場合。針對(duì)MMC 高壓變頻器的電壓等級(jí)要明顯低于柔性直流輸電的應(yīng)用，橋臂中子模塊較少，因此本文采用載波移相調(diào)制更具有優(yōu)勢。載波移相調(diào)制原理如3 所示。

從圖3 可以看出，CPS-PWM 調(diào)制原理主要將多個(gè)幅值相同的三角波進(jìn)行平移移相，相互錯(cuò)開一個(gè)相同的角度，然后再和一條正弦波進(jìn)行比較，通過比較得到多組PWM調(diào)制波信號(hào)，采用調(diào)制波信號(hào)驅(qū)動(dòng)子模塊，從而決定出子模塊的工作狀態(tài)，將工作狀態(tài)為投入的子模塊輸出電壓進(jìn)行疊加，以此來得到MMC 系統(tǒng)輸出的電壓波形[7]。

圖3 載波移相調(diào)制原理Fig.3 Principle of carrier phase shift modulation

4.2 子模塊相間環(huán)流

MMC 系統(tǒng)的每個(gè)單元在正常工作時(shí)，各相橋臂間的直流電壓不可能保持完全一致，導(dǎo)致子模塊電壓波動(dòng)，能量分配不平衡，產(chǎn)生相間環(huán)流。圖4為MMC 三相內(nèi)部環(huán)流等效電路圖。為了便于分析，以A 相為例。A 相單元中的環(huán)流為icira，由等效圖可知：

圖4 MMC三相內(nèi)部環(huán)流等效電路圖Fig.4 MMC three-phase internal circulation equivalent circuit diagram

則得到A 相間環(huán)流公式為：

4.3 子模塊電容電壓平衡技術(shù)

模塊化結(jié)構(gòu)在給MMC 帶來優(yōu)勢的基礎(chǔ)上，也帶來了各子模塊間不平衡的問題，特別在大功率、高電壓的應(yīng)用場合下，平衡問題更為嚴(yán)重，因此為了維護(hù)MMC 系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，必須保證子模塊間的電壓平衡[8-10]。本文采用的調(diào)制技術(shù)為載波移相調(diào)制，通常采用獨(dú)立子模塊電壓均分和子模塊相間電壓均衡相結(jié)合的方式來實(shí)現(xiàn)平衡子模塊間電容電壓的平衡控制，為了便于分析，以A 相為例。

獨(dú)立子模塊電壓均分控制思想是保證MMC 的每個(gè)單元都能得到獨(dú)立電壓均分控制，使MMC 系統(tǒng)中每個(gè)子模塊電容電壓的平均值對(duì)參考值實(shí)現(xiàn)有效跟蹤，從而達(dá)到子模塊電容電壓平衡的效果?？刂圃砣鐖D5 所示。

圖5 子模塊電壓均分控制原理Fig.5 Sub-module voltage sharing control principle

圖5 采用了內(nèi)部環(huán)流抑制的方法，UC_ref、UCav分別為子模塊電容電壓的參考值和平均值，通過將參考值與平均值相對(duì)比后，再將比較值通過PI 控制器輸出相間環(huán)流參考值icir_ref，在與式（2） 中計(jì)算得到的環(huán)流計(jì)算值icira進(jìn)行比較，通過PI 控制輸出子模塊電容電壓的一個(gè)調(diào)節(jié)量U’。從中可知子模塊平均電容電壓的表達(dá)式為：

子模塊相間電壓均衡的控制思想是將獨(dú)立子模塊電壓均分控制應(yīng)用到MMC 各相的N 個(gè)子模塊中，使得同一個(gè)子模塊電容電壓都達(dá)到跟蹤參考值的目的?？刂圃砣鐖D6 所示。圖6 中UCai為A 相第i個(gè)子模塊的電容電壓，U''i子模塊電容電壓均衡控制調(diào)節(jié)量，KP為電壓控制調(diào)節(jié)量的極性系數(shù)。以A 相為例，由于電容電壓平衡控制是根據(jù)上、下橋臂電流方向來調(diào)節(jié)的，所以U''a的極性也是用橋臂電流iap、ian決定的，即橋臂電容充電時(shí)，KP取值為+1，相反橋臂電容放電時(shí)，KP取值為-1。當(dāng)橋臂電容充電時(shí)，iap＞0，此時(shí)PI 調(diào)節(jié)器的輸出為正，U''a也為正值，從而iap和U''a合成正的的功率，調(diào)制波上移；同樣的，橋臂電容放電時(shí)，iap＜0，此時(shí)PI 調(diào)節(jié)器的輸出為負(fù)，U''a為負(fù)值，從而iap 和U''a合成負(fù)的的功率，調(diào)制波下移，從而實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓調(diào)節(jié)至參考值，保持整個(gè)MMC 系統(tǒng)子模塊電容電壓的均衡。

圖6 子模塊相間電壓均衡原理Fig.6 Sub-module phase-to-phase voltage balance principle

5 仿真分析研究

為驗(yàn)證中高壓變頻系統(tǒng)運(yùn)行的可行性及有效性，在Matlab-Simulink 中搭建仿真模型，以MMC帶感應(yīng)電動(dòng)機(jī)空載進(jìn)行仿真研究分析。MMC 仿真參數(shù)見表2，感應(yīng)電機(jī)仿真參數(shù)見表3。

表2 高壓變頻器系統(tǒng)仿真模型參數(shù)Table 2 Simulation model parameters of high voltage inverter system

表3 感應(yīng)電機(jī)仿真參數(shù)Table 3 Simulation parameters of induction motor

圖7～圖9 分別為電機(jī)轉(zhuǎn)速、定子電流和轉(zhuǎn)矩波形。從圖中可以看出，空載啟動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)速在產(chǎn)生很小的波動(dòng)后很快達(dá)到穩(wěn)態(tài)，在0.5 s 提速后也能速維持穩(wěn)定；三相定子電流無論轉(zhuǎn)速怎樣變化，都能達(dá)到穩(wěn)態(tài)且波形呈三相對(duì)稱的正弦波形；由圖9中可知，轉(zhuǎn)矩在電機(jī)啟動(dòng)和轉(zhuǎn)矩突變時(shí)有較大的波動(dòng)，但很快趨于一個(gè)穩(wěn)定值。綜上所述，該系統(tǒng)在轉(zhuǎn)速、電流、轉(zhuǎn)矩都達(dá)到了良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

圖7 電機(jī)轉(zhuǎn)速波形Fig.7 Motor speed waveform

圖8 電機(jī)三相定子電流波形Fig.8 Three-phase stator current waveform of motor

圖9 電機(jī)的轉(zhuǎn)矩波形Fig.9 Torque waveform of motor

礦用中高壓變頻系統(tǒng)逆變器三相輸出電壓局部放大圖如圖10 所示，輸出電壓波形能夠很好的呈現(xiàn)三相對(duì)稱的正弦波形，且波形波動(dòng)幅度穩(wěn)定。變頻器A 相上橋臂子模塊電容電壓局部放大圖如圖11 所示，從仿真波形可以看出，采用平衡技術(shù)后，子模塊電容電壓基本一致，電容電壓值在1 kV 附近波動(dòng)，上下波動(dòng)值不超過0.2 kV?？梢奙MC 控制器能夠?qū)⑤敵鲭妷汉皖l率穩(wěn)定在額定值，保證了高壓變頻器的正常運(yùn)行，同時(shí)也體現(xiàn)出載波移相調(diào)制技術(shù)及子模塊平衡技術(shù)的有效性。

圖10 MMC逆變側(cè)輸出電壓波形Fig.10 The output voltage waveform of MMC inverter side

圖11 MMC逆變器橋臂子模塊電容電壓Fig.11 Capacitance voltage of MMC inverter bridge arm sub-module

6 結(jié)語

本文將MMC 結(jié)構(gòu)應(yīng)用于礦用中高壓變頻系統(tǒng)中，主要講述了高壓變頻系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以及MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，以MMC 逆變側(cè)為例，結(jié)合載波移相調(diào)制技術(shù)提出了一種子模塊電容電壓平衡技術(shù)，并在Matlab-Simulink 搭建仿真模型，通過仿真可以看出電機(jī)的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行和MMC 輸出電壓波形良好，表明了采用載波移相調(diào)制技術(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)變頻器穩(wěn)定運(yùn)行，子模塊電容電壓平衡技術(shù)具有良好的性能，可以實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。但在仿真過程中也發(fā)現(xiàn)該系統(tǒng)在低頻時(shí)段波動(dòng)大，下一步將研究改善該系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)該系統(tǒng)在全頻域的正常工作。