摘 要：為解決傳統(tǒng)1∶3型混合級(jí)聯(lián)逆變器存在功率倒灌的問題，在五電平整流器的基礎(chǔ)上構(gòu)建含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器拓?fù)?。首先，通過重構(gòu)調(diào)制波，將階梯波調(diào)制與高頻調(diào)制相結(jié)合，提出混合調(diào)制策略，實(shí)現(xiàn)部分調(diào)制度范圍內(nèi)兩級(jí)聯(lián)單元的功率平衡。同時(shí)，通過深入分析調(diào)制度與輸出功率的關(guān)系，對(duì)階梯波調(diào)制和高頻調(diào)制的范圍進(jìn)行調(diào)節(jié)，可實(shí)現(xiàn)更寬調(diào)制度范圍內(nèi)的兩級(jí)聯(lián)單元輸出功率的均衡。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所構(gòu)建逆變器拓?fù)湟约罢{(diào)制策略的可行性和優(yōu)越性。

關(guān)鍵詞：混合級(jí)聯(lián)；混合調(diào)制；功率平衡；功率倒灌；多電平逆變器

中圖分類號(hào)：TM464 " " "文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

多電平換流器具有低電壓應(yīng)力、低電流諧波和高質(zhì)量電壓波形等優(yōu)勢，被廣泛應(yīng)用在電力系統(tǒng)的中高壓大功率場合。常見的多電平換流器有中點(diǎn)鉗位型、飛跨電容型以及級(jí)聯(lián)H橋型，其中級(jí)聯(lián)H橋多電平換流器因其輸出電平多、諧波小、易于擴(kuò)展和維護(hù)等優(yōu)點(diǎn)而受到廣泛研究。文獻(xiàn)［1］將二極管鉗位式五電平逆變器應(yīng)用在并網(wǎng)逆變器拓?fù)渲?，具有較高的系統(tǒng)穩(wěn)定性。文獻(xiàn)［2］采用飛跨電容拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，避免了橋臂直通的風(fēng)險(xiǎn)以及接地共模漏電流的問題。文獻(xiàn)［3］將級(jí)聯(lián)H橋拓?fù)鋺?yīng)用在電動(dòng)汽車上，所采用的開關(guān)器件少，能產(chǎn)生高開關(guān)頻率的輸出電壓，且開關(guān)損耗更小。文獻(xiàn)［4］提出混合級(jí)聯(lián)H橋十三電平逆變器拓?fù)洌懿捎幂^少的級(jí)聯(lián)單元數(shù)，產(chǎn)生更多的電平。

為改善換流器輸出電壓和電流的波形質(zhì)量，不少學(xué)者對(duì)換流器拓?fù)浜驼{(diào)制策略進(jìn)行了研究。文獻(xiàn)［5］采用了特定諧波消除法，能對(duì)特定的諧波進(jìn)行消除。文獻(xiàn)［6］針對(duì)級(jí)聯(lián)H橋光伏并網(wǎng)逆變器，提出變移相角載波移相調(diào)制策略，消除了系統(tǒng)在載波頻率及其倍頻處的畸變。針對(duì)混合級(jí)聯(lián)H橋換流器，文獻(xiàn)［7］采用了混合調(diào)制策略。文獻(xiàn)［8］提出單機(jī)倍頻的Ⅱ型不對(duì)稱CHB逆變器調(diào)制策略，解決了不對(duì)稱級(jí)聯(lián)H橋逆變器電流倒灌和能量反饋的問題。文獻(xiàn)［9］對(duì)級(jí)聯(lián)H橋容錯(cuò)機(jī)制進(jìn)行了研究，提高了換流器運(yùn)行時(shí)的可靠性。文獻(xiàn)［10］提出的含耦合電感四管五電平整流器，在相同電平下所采用的開關(guān)器件較少，控制算法簡單，且無需直流側(cè)電容電壓平衡控制。文獻(xiàn)［11］提出中點(diǎn)鉗位型（neutral-point clamped， NPC）和H橋混合級(jí)聯(lián)拓?fù)?，該拓?fù)淠艽蠓黾咏涣鱾?cè)電壓電平數(shù)，但H橋低壓單元電源側(cè)與負(fù)載側(cè)之間存在功率交互的現(xiàn)象。文獻(xiàn)［12］所提的1∶2型逆變器拓?fù)?，在一定程度上提高了輸出電壓的電平，且兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元都不存在功率倒灌的問題，但其輸出電壓電平相對(duì)較少，交流側(cè)電壓變化率較大，交流側(cè)電壓諧波含量較高。文獻(xiàn)［13］提出1∶1∶2型混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器，通過混合調(diào)制策略，使高壓單元工作在工頻狀態(tài)，低壓單元工作在高頻狀態(tài)，不僅能提高交流側(cè)電壓波形的電平數(shù)，而且具有平衡2個(gè)低壓單元的功率效果。但由于3個(gè)級(jí)聯(lián)單元的電壓等級(jí)不同，因此高壓單元和低壓單元的輸出功率會(huì)有較大偏差。文獻(xiàn)［14］提出1∶3型H橋級(jí)聯(lián)九電平逆變器拓?fù)?，該拓?fù)淠苁鼓孀兤鹘涣鱾?cè)電壓產(chǎn)生九電平，且該文獻(xiàn)通過改進(jìn)混合調(diào)制策略能消除輸出電壓中的特定次諧波，但是由于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的限制，低壓單元存在功率倒灌的現(xiàn)象。文獻(xiàn)［15］在1∶3型逆變器拓?fù)浠A(chǔ)上增加了2個(gè)低壓單元，形成了1∶1∶1∶3型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過對(duì)高壓單元采用階梯波調(diào)制，低壓單元采用融合載波移相和載波移幅的混合倍頻調(diào)制策略，在全調(diào)制度范圍內(nèi)解決了逆變器交流側(cè)向直流側(cè)反向輸送功率的問題，且能使3個(gè)級(jí)聯(lián)單元輸出功率相同，其缺點(diǎn)是拓?fù)涞募?jí)聯(lián)單元數(shù)量較多，存在高壓單元和低壓單元的電壓等級(jí)相差過大的問題，使交流側(cè)電流諧波含量增加。

傳統(tǒng)1∶3型混合級(jí)聯(lián)逆變器拓?fù)溆捎趦蓚€(gè)單元電壓等級(jí)相差過大，會(huì)出現(xiàn)交流側(cè)向直流側(cè)低壓單元反向傳輸能量的問題，從而影響電能傳輸?shù)男室约半娏鞯牟ㄐ钨|(zhì)量。為解決該問題，本文提出含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器拓?fù)洌⒉捎没旌险{(diào)制策略解決功率倒灌的問題。高壓單元采用階梯波調(diào)制和高頻調(diào)制相結(jié)合的混合調(diào)制策略，低壓單元采用PWM調(diào)制策略，在全調(diào)制度范圍內(nèi)解決系統(tǒng)出現(xiàn)級(jí)聯(lián)單元功率倒灌的現(xiàn)象，并可實(shí)現(xiàn)兩級(jí)聯(lián)單元輸出功率在寬范圍調(diào)制度下的平衡，同時(shí)還具有倍頻調(diào)制的效果。

1 混合級(jí)聯(lián)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

傳統(tǒng)1∶3型逆變器能夠產(chǎn)生[±3E、±E]和0電平，由于該拓?fù)鋯蝹€(gè)級(jí)聯(lián)單元不能產(chǎn)生[±2E]電平，故傳統(tǒng)1∶3型逆變器拓?fù)洳荒鼙苊饧?jí)聯(lián)單元功率倒灌的問題。針對(duì)傳統(tǒng)1∶3型逆變器拓?fù)浯嬖诘膯栴}，本文提出含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器拓?fù)?，在交流?cè)輸出電壓電平相等的情況下，能解決傳統(tǒng)1∶3逆變器拓?fù)浯嬖诠β实构嗟膯栴}。所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中的混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器由一個(gè)H橋單元和一個(gè)含耦合電感五電平單元組成（后文稱之為第一級(jí)聯(lián)單元和第二級(jí)聯(lián)單元），兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元直流側(cè)電壓均為[2E]；S11～S14為第一級(jí)聯(lián)單元的功率開關(guān)管器件，S21～S26為第二級(jí)聯(lián)單元的功率開關(guān)管器件；b和c為耦合電感與第二級(jí)聯(lián)單元第一橋臂和第二橋臂的交點(diǎn)，d為耦合電感的耦合點(diǎn)，o點(diǎn)為兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元的連接點(diǎn)；[ib、ic]分別為流過電感[La]和電感[Lb]的電流；[u1]和[u2]分別為兩級(jí)聯(lián)單元交流側(cè)輸出電壓，[uan]和[is]為交流側(cè)總電壓和電流。

首先定義各級(jí)聯(lián)單元開關(guān)函數(shù)為：

[Tij=1， "上管導(dǎo)通0 " " ， "下管導(dǎo)通] （1）

式中：[Tij]——橋臂狀態(tài)函數(shù)，其中[i=1]或2，為兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元；[j=1、2]或3，為不同橋臂。

由文獻(xiàn)［10］可知，兩級(jí)聯(lián)單元狀態(tài)函數(shù)為：

[S1=T11-T12S2=T23-T21+T222] （2）

式中：S1——第一級(jí)聯(lián)單元狀態(tài)函數(shù)；S2——第二級(jí)聯(lián)單元轉(zhuǎn)臺(tái)函數(shù)。

則該混合級(jí)聯(lián)逆變器輸出電壓[uan]可表示為：

[uan=2E?S1+2E?S2] （3）

第一級(jí)聯(lián)單元能產(chǎn)生[±2E]和0電平，第二級(jí)聯(lián)單元能產(chǎn)生[±2E、±E]和0電平，故該混合級(jí)聯(lián)逆變器能輸出[0、±4E]，共9個(gè)電平。

2 調(diào)制策略研究

2.1 混合調(diào)制策略

具體調(diào)制策略如圖2所示，當(dāng)調(diào)制波[vr1gt;0.75]時(shí)信號(hào)A1為高電平，[vr1lt;-0.75]時(shí)A2為高電平；調(diào)制波[vr3gt;0.5]時(shí)B1為高電平，[vr3lt;-0.5]時(shí)B2為高電平；調(diào)制波[vr2]與載波[c1]和[c2]對(duì)比產(chǎn)生C1和C2信號(hào)，當(dāng)[vr2gt;c1]時(shí)C1=1，當(dāng)[vr2gt;c2]時(shí)，C2=1。其中調(diào)制波[vr1]、[vr2]和[vr3]分別滿足：

[vr1=masin（ωt）] （4）

[vr2=vr1-0.5， "0.5lt;vr1≤1vr1， "0lt;vr1≤0.5vr1+0.5， "-0.5lt;vr1≤0vr1+1， "-1lt;vr1≤-0.5] （5）

[vr3=vr1-0.5A1 " " " "， "0lt;v1≤1vr1 +0.5A2 " " "， "-1lt;v1≤0] （6）

為保證兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元間的輸出功率盡可能平衡，當(dāng)[uan]在區(qū)間[［2E，3E］]時(shí)，使[u1]在[2E]和0之間跳變，[u2]在[E]和[2E]之間跳變；[uan]在區(qū)間［[-3E，-2E]］時(shí)，使[u1]在[-2E]和0之間跳變，[u2]在[-E]和[-2E]之間跳變。第一級(jí)聯(lián)單元在[［-3E，-4E］]和[［3E，4E］]區(qū)間內(nèi)采用階梯波調(diào)制，而在區(qū)間[［-3E，-2E］]和[［2E，3E］]區(qū)間內(nèi)采用PWM調(diào)制。則其功率開關(guān)管開關(guān)信號(hào)為：

[S11=A1+B1（C1+C2）S13=A2+B2（C1+C2）] （7）

其中，S12與S11互補(bǔ)導(dǎo)通，S14與S13互補(bǔ)導(dǎo)通。

第二級(jí)聯(lián)單元的功率開關(guān)管信號(hào)為：

[S21=BC1+BC1S23=BC2+BC2] （8）

式中：[B=B1+B2]。

S25與S26的開關(guān)信號(hào)由調(diào)制信號(hào)[vr1]與零電平比較所得，當(dāng)[vr1gt;0]時(shí)，S25導(dǎo)通，S26關(guān)斷，[vr1lt;0]時(shí)則相反。所提拓?fù)浣涣鱾?cè)輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)的關(guān)系如表1所示。其中S12、S14、S22、S24和S26分別與S11、S13、S21、S23和S25狀態(tài)相反，故表1中未列出。

令：

[x=arcsin12may=arcsin34ma] （9）

圖3為交流側(cè)總電壓[uan]與[u1]和[u2]波形。圖3中[α1]為第一級(jí)聯(lián)單元采用階梯波調(diào)制時(shí)的觸發(fā)角度?？梢钥闯觯诨旌险{(diào)制策略下，兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元交流側(cè)輸出電壓不會(huì)出現(xiàn)與逆變器交流側(cè)電壓極性相反的情況。則第一和第二級(jí)聯(lián)單元輸出功率分別為：

[P1=2π[4maEImy-2maEImsinsin（2y） +6EImcosy- " " " " " " " " 4maEImx+2maEImsin（2x）-4EImcosx]cosθ] （10）

[P2=2maEImcosθ-P1] （11）

圖4為在不同調(diào)制度下第一級(jí)聯(lián)單元輸出功率[P1]、第二級(jí)聯(lián)單元輸出功率[P2]和逆變器輸出總功率[PΣ]的變化曲線，從圖4可看出，混合調(diào)制策略能夠使逆變器在調(diào)制度大于0.85時(shí)實(shí)現(xiàn)兩級(jí)聯(lián)單元的輸出功率達(dá)到平衡，但在大部分調(diào)制度范圍內(nèi)兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元輸出功率仍不能均衡。

2.2 階梯波調(diào)制范圍可控的混合調(diào)制策略

混合調(diào)制策略只有在調(diào)制度大于0.85時(shí)兩級(jí)聯(lián)單元輸出功率才能達(dá)到平衡。為進(jìn)一步擴(kuò)大功率均衡時(shí)調(diào)制度的范圍，本文采用改變第一級(jí)聯(lián)單元階梯波調(diào)制的范圍，即通過控制[α1]大小來實(shí)現(xiàn)兩級(jí)聯(lián)單元輸出功率的進(jìn)一步平衡。表2給出了期望電壓的狀態(tài)變化情況。需要說明的是，表2中未列出的其他區(qū)間的狀態(tài)變化，這是由于其他區(qū)間內(nèi)只有一種開關(guān)狀態(tài)變化或其不同開關(guān)狀態(tài)變化對(duì)兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元的影響相同。所提調(diào)制策略通過調(diào)控[α1]大小可使?fàn)顟B(tài)變化在表2所列的區(qū)間內(nèi)按期望輸出，最終達(dá)到控制兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元功率的目的。

當(dāng)調(diào)制度確定時(shí)，兩級(jí)聯(lián)單元輸出功率若達(dá)到平衡，則需滿足：

[A=2π4Aα1-2Asin（2α1）+6Amacos α- " " " " " " " " " "4Ax+2Asin（2x）-4Amacosx] （12）

其中，[A=maEIm]，為逆變器輸出總功率的一半，等式右邊為第一級(jí)聯(lián)單元的輸出功率。

可得到角度為[α1]時(shí)的觸發(fā)電平為：

[Vα1=masinα1] （13）

當(dāng)[-Vα1lt;vr1lt;Vα1]時(shí)第一級(jí)聯(lián)單元采用高頻調(diào)制，而當(dāng)調(diào)制波[vr1]在其他區(qū)間時(shí)第一級(jí)聯(lián)單元采用階梯波調(diào)制。此時(shí)，兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元輸出功率占比隨調(diào)制度變化的規(guī)律如圖5所示?？煽闯?，通過調(diào)節(jié)[α1]大小能使兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元輸出功率在更寬調(diào)制范圍內(nèi)達(dá)到均衡。

3 仿真分析

為驗(yàn)證所提拓?fù)湟约罢{(diào)制策略的可行性，本文采用Simulink仿真軟件對(duì)混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器進(jìn)行仿真分析，其仿真參數(shù)如表3所示。表3中傳統(tǒng)1∶3型級(jí)聯(lián)逆變器載波頻率采用6 kHz，而含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器載波頻率采用3 kHz。

圖6為在調(diào)制度[ma=0.35、][0.65][0.95]時(shí)逆變器的交流側(cè)輸出電壓，圖6a為傳統(tǒng)1∶3型逆變器在不同調(diào)制度下的交流側(cè)電壓波形。其中高壓單元工作在工頻工作狀態(tài)，低壓單元工作在高頻工作狀態(tài)，低壓單元會(huì)出現(xiàn)與總電壓[uan]極性相反的情況。圖6b為含耦合電感混合級(jí)聯(lián)逆變器的交流側(cè)電壓波形，兩個(gè)單元都存在高頻調(diào)制，且兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元輸出電壓極性高度統(tǒng)一，不會(huì)出現(xiàn)功率倒灌的現(xiàn)象。圖7為不同調(diào)制度下傳統(tǒng)1∶3型級(jí)聯(lián)逆變器以及含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器不同級(jí)聯(lián)單元的瞬時(shí)輸出功率波形。從圖7可看出，在全調(diào)制范圍內(nèi)傳統(tǒng)1∶3型級(jí)聯(lián)拓?fù)渚鶗?huì)出現(xiàn)低壓級(jí)聯(lián)單元輸出功率為負(fù)的情況，從而產(chǎn)生功率倒灌使兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元輸出平均功率相差過大，調(diào)制度為0.95時(shí)最大差值達(dá)到約14 kW。而含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器不僅不會(huì)出現(xiàn)兩級(jí)聯(lián)單元輸出功率倒灌的情況，且在中高調(diào)制度下，兩級(jí)聯(lián)單元輸出功率基本能夠達(dá)到均衡。圖8為傳統(tǒng)1∶3型逆變器和含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器在不同調(diào)制度下交流側(cè)電流的諧波含量分布圖，其中傳統(tǒng)1∶3型逆變器載波頻率為6 kHz，含耦合電感逆變器載波頻率為3 kHz。對(duì)比圖8可知，兩個(gè)逆變器輸出電流高頻諧波都集中分布在6 kHz附近，證明所提拓?fù)浜驼{(diào)制策略具有倍頻效果，該拓?fù)渑c傳統(tǒng)1∶3型逆相比，電流諧波具有較大改善。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提拓?fù)涞恼_性以及調(diào)制策略的可行性，本文采用DSP和RT-Lab半實(shí)物平臺(tái)相結(jié)合的方法搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。基于含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器拓?fù)?，在調(diào)制度為0.6和0.9時(shí)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)中相關(guān)參數(shù)如表4所示。

圖9為含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器在調(diào)制度[ma=0.6]和0.9時(shí)的交流側(cè)電壓、交流側(cè)總電壓以及交流側(cè)電流諧波分析實(shí)驗(yàn)圖。從圖可知，該拓?fù)湓谡{(diào)制度為0.6時(shí)，交流側(cè)電壓能夠產(chǎn)生7個(gè)電平，調(diào)制度為0.9時(shí)，交流側(cè)電壓能夠產(chǎn)生9個(gè)電平，且兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元不存在電壓極性相反的情況，其中電流的高次諧波集中分布在2倍開關(guān)頻率處。圖10為在不同調(diào)制度下含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器各級(jí)聯(lián)單元的瞬時(shí)輸出功率波形?？梢?，調(diào)制度為0.6時(shí)，各級(jí)聯(lián)單元輸出功率極性相同，兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元平均功率經(jīng)計(jì)算分別為179.9和178.5 W，實(shí)現(xiàn)了功率平衡；調(diào)制度為0.9時(shí)，各級(jí)聯(lián)單元輸出功率不會(huì)出現(xiàn)負(fù)值，平均功率分別約為404.4和397.5 W，也達(dá)到了功率平衡。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，不同調(diào)制度下兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元均不會(huì)出現(xiàn)功率倒灌的現(xiàn)象，且能保證兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元輸出功率達(dá)到均衡。

5 結(jié) 論

本文通過對(duì)混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略進(jìn)行研究，得出以下主要結(jié)論：

1）所構(gòu)建的含耦合電感混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器相較于傳統(tǒng)1∶3型逆變器來說，能解決低壓級(jí)聯(lián)單元存在功率倒灌的問題，且能大幅降低交流側(cè)電流的諧波含量。

2）針對(duì)混合級(jí)聯(lián)九電平逆變器提出的混合調(diào)制策略，不僅能在寬調(diào)制范圍內(nèi)使兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元的輸出功率達(dá)到均衡，且具有倍頻調(diào)制的效果。

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RESEARCH ON A HYBRID CASCADE NINE-LEVEL INVERTER AND

ITS MODULATION STRATEGY

Zhu Yifeng1，2，Zhou Feishan1，2，Jia Xiaolei1，2，Zhang Ziyang3，Li Yan1，2

（1. School of Electrical Engineering and Automation， Jiaozuo 454003， China；

2. Henan Key Laboratory of Intelligent Detection and Control of Coal Mine Equipment， Henan Polytechnic University， Jiaozuo 454003， China；

3. China Tobacco Henan Industrial Co.， Ltd.， Xuchang Cigarette Factory， Xuchang 461000， China）

Abstract：In order to solve the problem of power backflow in the traditional 1∶3 hybrid cascaded inverter， a hybrid cascaded nine-level inverter topology with coupled inductor is constructed based on the five-level rectifier. Firstly， by reconstructing the modulation wave， a hybrid modulation strategy is proposed， which combines the step wave modulation with the high frequency modulation to achieve the power balance of the two-stage unit in the partial modulation range. At the same time， through in-depth analysis of the relationship between modulation and output power， the range of step wave modulation and high frequency modulation is adjusted， and the output power balance of the two-stage unit in a wider modulation range is realized. The simulation and experimental results verify the feasibility and superiority of the constructed inverter topology and modulation strategy.

Keywords：hybrid cascade； hybrid modulation； power balance； power backflow； multi-level inverter