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        脈沖電源中IGBT模塊功耗及內(nèi)部瞬時(shí)結(jié)溫升研究

        2024-01-27 04:00:24盧裕明
        中國新技術(shù)新產(chǎn)品 2023年24期
        關(guān)鍵詞:結(jié)溫功耗諧振

        盧裕明

        (福建龍凈環(huán)保股份有限公司,福建 龍巖 364000)

        脈沖寬度、輸出電壓、輸出電流、峰值功率以及脈沖重復(fù)頻率是脈沖電源常用的幾個(gè)重要技術(shù)指標(biāo),不同的應(yīng)用場合對技術(shù)指標(biāo)的要求不同。脈沖電源在電除塵領(lǐng)域應(yīng)用已有很長的歷史。在國外,丹麥FLSmidth公司長期以來都將脈沖電源應(yīng)用在電除塵領(lǐng)域。在國內(nèi),隨著超低排放標(biāo)準(zhǔn)實(shí)施,脈沖電源憑借其突出的節(jié)能提效優(yōu)勢在電除塵領(lǐng)域迅速推廣,從2014年開始,該文提到的脈沖電源在國內(nèi)應(yīng)用已超過1 000臺,廣泛應(yīng)用于電力、冶金以及建材等工業(yè)領(lǐng)域[1]。

        開關(guān)器件是脈沖電源的核心器件,同時(shí)也是制約脈沖電源性能提高的瓶頸。除塵用脈沖電源為了滿足工業(yè)現(xiàn)場自動(dòng)控制的需求,通常采用晶閘管或IGBT等可控半導(dǎo)體器件作為開關(guān)。在脈沖產(chǎn)生的過程中,開關(guān)器件在短時(shí)間內(nèi)需要承受極大的電流;而在脈沖電源工作的間隙時(shí)間內(nèi),即2個(gè)脈沖之間,開關(guān)器件處于關(guān)斷狀態(tài)。而通常脈沖電源的占空比較低,要在開關(guān)電源通流能力的可靠性與經(jīng)濟(jì)性之間取得平衡,就需要準(zhǔn)確計(jì)算開關(guān)器件的發(fā)熱情況,即功耗計(jì)算和熱阻計(jì)算,這樣既可以保證芯片結(jié)溫不超過規(guī)格書規(guī)定的上限,也可以合理對器件載流能力進(jìn)行選型,避免成本增加。

        1 IGBT模塊功耗計(jì)算

        如果需要計(jì)算開關(guān)器件在單次脈沖輸出過程中的功耗,就需要確定開關(guān)器件的電流以及其開通時(shí)間。

        1.1 電路拓?fù)浼胺逯惦娏饔?jì)算

        除塵用脈沖電源主回路原理如圖1所示。左半部分是脈沖發(fā)生單元(Pulse Unit),負(fù)責(zé)產(chǎn)生80 kV的負(fù)高壓脈沖;右半部分是直流負(fù)高壓輸出單元(DC Unit),產(chǎn)生60 kV的基礎(chǔ)直流負(fù)高壓。負(fù)載為電除塵器,其內(nèi)部物理結(jié)構(gòu)為板線式。當(dāng)計(jì)算脈沖電源參數(shù)時(shí),可以將其簡化等效為1個(gè)等效電容,其容量通常為100 nF,該文中提到的脈沖電源的額定負(fù)載為115 nF。各主器件功能分別如下:扼流圈(Choke),用于抑制一次側(cè)直流母線電壓向諧振電容Cp充電的電流;一次側(cè)諧振電容(Cp),提供單次脈沖輸出所需的能量;隔直電容(Cblock),可以隔離直流負(fù)高壓輸出與脈沖發(fā)生單元;負(fù)載等效電容(Cload)代表電除塵器的電容性負(fù)載;脈沖變壓器(Pulse Transformer),能夠在脈沖輸出過程中耦合諧振電容、隔直電容和負(fù)載等效電容,同時(shí)起到升壓作用。

        圖1 脈沖電源主回路原理圖

        當(dāng)脈沖發(fā)生單元工作時(shí),首先通過Choke單元將一次側(cè)諧振電容Cp充電至額定直流母線電壓。當(dāng)IGBT開通時(shí),Cp通過IGBT模塊與Cblock、Cload以及脈沖變壓器共同組成串聯(lián)諧振回路(Cblock電容隔離直流負(fù)高壓)。

        用T表示諧振周期,從IGBT開通至1/2T,諧振電流由Cp通過變壓器耦合將能量傳遞到二次側(cè),為Cblock和Cload充電。從1/2T處起,諧振電流開始反向,此時(shí)Cload兩端電壓達(dá)到最高,由Cblock和Cload通過變壓器耦合將能量傳遞到一次側(cè),為Cp充電。在1/4T及3/4T處,諧振電流達(dá)到最大。

        因?yàn)樵撐膬H關(guān)注電流對開關(guān)器件的影響,所以可以在計(jì)算諧振電流的過程中對電路進(jìn)行進(jìn)一步簡化,如圖2所示。

        圖2 脈沖電源簡化原理圖

        如果將串聯(lián)的輸入電容(CP)、耦合電容(C'block)以及電容(C'load)等效為總電容(CTotal),那么諧振周期和諧振電流如公式(1)、公式(2)所示。

        式中:T為諧振周期;t為輸出時(shí)間;UDC為回路中的直流額定工作電壓;Lp為脈沖變壓器一次側(cè)漏感,Lp=6.883 μH;CTotal為總電容,CTotal=36.8 μH。

        將Lp=6.883 μH、CTotal=36.8 μH代入公式(1)、公式(2)可以得到T=100 μs,Ip=5780.722

        1.2 IGBT模塊功耗計(jì)算

        除了電流和導(dǎo)通時(shí)間外,IGBT模塊的功耗還與器件的實(shí)際導(dǎo)通壓降有統(tǒng)計(jì)學(xué)意義。影響導(dǎo)通壓降的因素較多,包括芯片結(jié)溫、工作電流、驅(qū)動(dòng)參數(shù)以及芯片制造工藝等。該文的IGBT采用Infineon公司的FZ1200R33HE3,這是Infineon公司的第三代IGBT,與第二代產(chǎn)品相比,其具有更低的導(dǎo)通壓降且芯片最高允許工作結(jié)溫Tvj從125 ℃升至150 ℃。由于諧振電流峰值較大,因此采用2個(gè)模塊并聯(lián)使用的方法,流過單個(gè)模塊的電流等于IP/2。

        IGBT模塊驅(qū)動(dòng)器采用PI(Power Integrations)公司的1SP0635V,該驅(qū)動(dòng)器采用SCALE-2型新品,專門針對IHMB型封裝模塊設(shè)計(jì)且有專用于FZ1200R33HE3的驅(qū)動(dòng)配置參數(shù),配置完后可以即插即用。IGBT導(dǎo)通時(shí)驅(qū)動(dòng)器額定輸出的門極電壓VGE=+15 V。

        IGBT模塊內(nèi)部有3組獨(dú)立的IGBT和反并聯(lián)二極管,需要通過外部母排進(jìn)行并聯(lián)。在前半個(gè)諧振周期內(nèi),諧振電流流過IGBT;在后半個(gè)諧振周期內(nèi),諧振電流流過二極管。因此,可以將IGBT模塊的功耗分為2個(gè)部分,即前半個(gè)諧振周期的IGBT功耗和后半個(gè)諧振周期的二極管功耗,2個(gè)部分相加即為IGBT模塊的總功耗。

        分析集電極-發(fā)射極的電壓VCE隨電流變化曲線可知,當(dāng)IGBT模塊的結(jié)溫Tvj=150 ℃、VCE>2.5 V時(shí),VCE與集電極的電流IC之間近似呈線性增長的關(guān)系。假設(shè)VCE=B·IC+C(B為基極(Base)或輸入端,通常可以控制IGBT的開關(guān)行為;C為集電極(Collector)或電源端,可以為IGBT模塊提供電源電壓),那么有公式(3)。

        求解得B=1/720,C=1.666 7,那么VCE如公式(4)所示。

        式中:IC為直流集電極電流。

        在公式(3)中,通過控制B端的輸入信號可以控制IGBT的導(dǎo)通和截止,從而控制輸出電路的電流流動(dòng)。通過連接到C端,驅(qū)動(dòng)器可以為IGBT提供所需的電源電壓和電流。由于該電路工作在串聯(lián)諧振方式下,內(nèi)部集成的IGBT開通時(shí)處于零電流狀態(tài),當(dāng)電流轉(zhuǎn)向自然關(guān)斷時(shí)處于零電壓狀態(tài),因此計(jì)算時(shí)可以忽略IGBT的開通損耗和關(guān)斷損耗。

        脈沖電源采用間歇式工作方式,輸出為一定頻率的脈沖串,該頻率用PPS(Pulses Per Second,秒脈沖)表示。IGBT模塊的功耗包括導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)瞬時(shí)功耗、單次脈沖平均功耗以及平均功耗,每種功耗又分為IGBT功耗和二極管功耗。IGBT模塊的瞬時(shí)功耗和單次脈沖平均功耗主要評估IGBT模塊的散熱情況,而平均功耗可以評估整個(gè)電源的散熱情況。

        單次脈沖IGBT模塊內(nèi)IGBT的瞬時(shí)功耗如公式(5)、公式(6)所示。

        式中:PIGBT(t)為IGBT的總功率損耗;ω為角頻率。

        將公式(4)和公示(6)代入公式(5)求導(dǎo),可以得到公式(7)。

        當(dāng)t=時(shí),P'IGBT(t)=0,此時(shí)PIGBT(t)有最大值,代入公式(5)可以得到公式(8)。

        在單次脈沖過程中,IGBT模塊內(nèi)IGBT的單次脈沖PIGBT(on)如公式(9)所示。

        式中:dt為時(shí)間間隔的微小變化,即微分時(shí)間,在該微小時(shí)間段內(nèi)的瞬時(shí)功率,通過將這個(gè)微小時(shí)間間隔趨近于零,可以得到瞬時(shí)功率在整個(gè)脈沖過程內(nèi)的平均值。

        求解得到公式(10)。

        IGBT模塊內(nèi)IGBT的平均功耗PIGBT(avg)如公式(11)所示。

        式中:PPS為每秒脈沖數(shù)。

        求解得到公式(12)。

        對比實(shí)際曲線可以發(fā)現(xiàn),當(dāng)VCE較低時(shí),根據(jù)公式(4)計(jì)算的VCE會(huì)比實(shí)際大,但是該區(qū)間內(nèi)的電流較小,且工作在該區(qū)間內(nèi)的時(shí)間占總開通時(shí)間的比例較小,另外還可以補(bǔ)償IGBT的開通損耗,因此根據(jù)該方法計(jì)算的功耗與實(shí)際功耗的偏差較小。

        同樣,在Tvj=150 ℃的條件下,當(dāng)正向電壓VF>2.5 V時(shí),IF與VF近似呈線性關(guān)系。設(shè)VF=D·IF+E(IF為正向電流;D為斜率;E為截距),求解可以得到D=1/1 050,E=1.595 2。同樣,可以求得IGBT模塊內(nèi)二極管的損耗。二極管的瞬時(shí)功耗Pdiode(t)如公式(13)所示。

        在單次脈沖過程中,IGBT模塊內(nèi)二極管的平均功耗Pdiode(on)如公式(15)所示。

        求解公式(15)得到公式(16)。

        模塊內(nèi)二極管部分的總功耗Pdiode如公式(17)所示。

        求解公式(17)得到公式(18)。

        由此可得,在單次脈沖過程中IGBT模塊的總功耗Ploss(on)=PIGBT(on)+Pdiode(on)=15 781.7 W,IGBT模塊的總功耗Ploss(avg)=PIGBT(avg)+Pdiode(avg)=127.8 W,在1/4周期瞬時(shí)功耗為16.4 kW。

        2 IGBT模塊芯片結(jié)溫升

        IGBT模塊的芯片結(jié)溫分為瞬態(tài)結(jié)溫和穩(wěn)態(tài)結(jié)溫,通常通過熱阻計(jì)算其穩(wěn)態(tài)結(jié)溫,由于脈沖電源的工作特性,因此計(jì)算瞬態(tài)結(jié)溫更有意義。而IGBT模塊的瞬態(tài)熱阻可以通過等效熱路模型來描述,常見的等效熱路模型有2種,一種是連續(xù)網(wǎng)絡(luò)熱路模型(Continued Fraction Circuit),該模型是根據(jù)實(shí)際熱量在器件的實(shí)際物理傳導(dǎo)過程建立的,模塊的每層均有獨(dú)立的RC單元。該模型的優(yōu)勢是可以計(jì)算當(dāng)每個(gè)實(shí)際物理層的溫度,缺點(diǎn)是靈活性差,由于熱耦合作用,每個(gè)物理層發(fā)生變化時(shí)都會(huì)影響其他層,因此需要重新測量參數(shù),不便于實(shí)際應(yīng)用。另一種是局部網(wǎng)絡(luò)熱路模型(Partial Fraction Circuit),網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)沒有實(shí)際物理意義,各RC單元系數(shù)通過實(shí)測的散熱曲線推算[2],更便于實(shí)際應(yīng)用。可以在IGBT器件規(guī)格書中查到局部網(wǎng)絡(luò)熱路模型數(shù)據(jù)。該模型如圖3所示。

        圖3 局部網(wǎng)絡(luò)熱路模型

        采用該模型的熱阻Zthjc(t)、溫度Tj(t)如公式(19)、公式(20)所示。

        式中:ri為網(wǎng)絡(luò)中的內(nèi)部電阻或電阻率;Ti為一個(gè)諧振周期內(nèi)各個(gè)時(shí)間點(diǎn);e為網(wǎng)絡(luò)的熱源或電勢差;P(t)為瞬時(shí)功耗;Zthjc為熱抗阻;Tcase為芯片殼體溫度。

        可以在器件規(guī)格書中查到對應(yīng)的IGBT模塊的局部網(wǎng)絡(luò)模型熱阻數(shù)據(jù),具體數(shù)據(jù)見表1。

        表1 IGBT模塊熱阻數(shù)據(jù)

        由于可以直接測量殼溫,因此不需要再進(jìn)行計(jì)算。模塊中IGBT的結(jié)溫相對殼溫的溫升如公式(21)所示。

        式中:TjIGBT為穩(wěn)態(tài)結(jié)溫。

        模塊中二極管的結(jié)溫相對殼溫的溫升如公式(22)所示。

        式中:Tjdiode為二極管穩(wěn)態(tài)結(jié)溫。

        1個(gè)諧振周期內(nèi)各時(shí)間點(diǎn)的芯片相對殼溫的溫升如公式(23)、公式(24)所示。

        通過計(jì)算結(jié)果可以發(fā)現(xiàn),盡管IGBT模塊內(nèi)部的IGBT功耗比二極管更高,但是其熱阻更低,最終IGBT溫升比二極管更低。

        3 溫升試驗(yàn)

        對脈沖電源在達(dá)到額定輸出情況下進(jìn)行溫升試驗(yàn),即母線電壓為2 500 V,諧振周期為100 μs,總諧振電流峰值為5 780 A,單個(gè)IGBT模塊電流峰值為2 890 A。

        測試時(shí)測溫元件采用四線制PT100鉑熱電阻,測溫儀器采用KEYSIGHT公司的34970A。由于脈沖電源工作時(shí)會(huì)產(chǎn)生強(qiáng)電磁干擾,因此鉑熱電阻引出線采用屏蔽雙絞線,盡量避開主回路。另外,脈沖電源峰值電流較大,會(huì)導(dǎo)致接地電位浮動(dòng),測溫儀器的供電與脈沖電源供電需要隔離,以免損壞儀器。

        為了準(zhǔn)確測量IGBT模塊殼溫,在散熱器中心底部位置開個(gè)小孔,將測溫元件直接粘貼在IGBT模塊基板上。整個(gè)脈沖電源系統(tǒng)熱容量較大,達(dá)到熱平衡時(shí)間較長,最終溫度測量數(shù)據(jù)見表2。

        表2 IGBT模塊工作溫度數(shù)據(jù)

        4 結(jié)語

        熱仿真和熱計(jì)算是電源設(shè)計(jì)的重要環(huán)節(jié)之一。一些常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以通過IGBT廠家提供的仿真軟件來計(jì)算功耗和結(jié)溫,例如Infineon公司的IPOSIM和Semikron公司的SemiSel等,將主要參數(shù)輸入后就可以得到詳細(xì)的仿真計(jì)算結(jié)果。

        該文采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較特殊,仿真軟件中沒有對應(yīng)的模型,通過示波器高壓探頭直接測量,IGBT的導(dǎo)通壓降誤差較大,因此選擇通過查看器件規(guī)格書中的曲線,利用簡化模型進(jìn)行計(jì)算。經(jīng)過計(jì)算可以發(fā)現(xiàn),針對該文選擇的主回路參數(shù),盡管脈沖電源瞬時(shí)功耗較大,但是持續(xù)時(shí)間短且熱阻小,并未產(chǎn)生較大的瞬時(shí)溫升。一方面,對IGBT模塊來說,只要能將其散熱片溫度控制在安全范圍內(nèi),就不太可能因結(jié)溫過高而導(dǎo)致?lián)p壞。另一方面,對IGBT散熱片也提出了相應(yīng)的要求,其熱阻需要足夠低,避免因散熱片的散熱能力不足而導(dǎo)致IGBT殼溫過高。

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