盧裕明

（福建龍凈環(huán)保股份有限公司，福建 龍巖 364000）

脈沖寬度、輸出電壓、輸出電流、峰值功率以及脈沖重復(fù)頻率是脈沖電源常用的幾個(gè)重要技術(shù)指標(biāo)，不同的應(yīng)用場合對技術(shù)指標(biāo)的要求不同。脈沖電源在電除塵領(lǐng)域應(yīng)用已有很長的歷史。在國外，丹麥FLSmidth公司長期以來都將脈沖電源應(yīng)用在電除塵領(lǐng)域。在國內(nèi)，隨著超低排放標(biāo)準(zhǔn)實(shí)施，脈沖電源憑借其突出的節(jié)能提效優(yōu)勢在電除塵領(lǐng)域迅速推廣，從2014年開始，該文提到的脈沖電源在國內(nèi)應(yīng)用已超過1 000臺，廣泛應(yīng)用于電力、冶金以及建材等工業(yè)領(lǐng)域[1]。

開關(guān)器件是脈沖電源的核心器件，同時(shí)也是制約脈沖電源性能提高的瓶頸。除塵用脈沖電源為了滿足工業(yè)現(xiàn)場自動(dòng)控制的需求，通常采用晶閘管或IGBT等可控半導(dǎo)體器件作為開關(guān)。在脈沖產(chǎn)生的過程中，開關(guān)器件在短時(shí)間內(nèi)需要承受極大的電流；而在脈沖電源工作的間隙時(shí)間內(nèi)，即2個(gè)脈沖之間，開關(guān)器件處于關(guān)斷狀態(tài)。而通常脈沖電源的占空比較低，要在開關(guān)電源通流能力的可靠性與經(jīng)濟(jì)性之間取得平衡，就需要準(zhǔn)確計(jì)算開關(guān)器件的發(fā)熱情況，即功耗計(jì)算和熱阻計(jì)算，這樣既可以保證芯片結(jié)溫不超過規(guī)格書規(guī)定的上限，也可以合理對器件載流能力進(jìn)行選型，避免成本增加。

1 IGBT模塊功耗計(jì)算

如果需要計(jì)算開關(guān)器件在單次脈沖輸出過程中的功耗，就需要確定開關(guān)器件的電流以及其開通時(shí)間。

1.1 電路拓?fù)浼胺逯惦娏饔?jì)算

除塵用脈沖電源主回路原理如圖1所示。左半部分是脈沖發(fā)生單元（Pulse Unit），負(fù)責(zé)產(chǎn)生80 kV的負(fù)高壓脈沖；右半部分是直流負(fù)高壓輸出單元（DC Unit），產(chǎn)生60 kV的基礎(chǔ)直流負(fù)高壓。負(fù)載為電除塵器，其內(nèi)部物理結(jié)構(gòu)為板線式。當(dāng)計(jì)算脈沖電源參數(shù)時(shí)，可以將其簡化等效為1個(gè)等效電容，其容量通常為100 nF，該文中提到的脈沖電源的額定負(fù)載為115 nF。各主器件功能分別如下：扼流圈（Choke），用于抑制一次側(cè)直流母線電壓向諧振電容Cp充電的電流；一次側(cè)諧振電容（Cp），提供單次脈沖輸出所需的能量；隔直電容（Cblock），可以隔離直流負(fù)高壓輸出與脈沖發(fā)生單元；負(fù)載等效電容（Cload）代表電除塵器的電容性負(fù)載；脈沖變壓器（Pulse Transformer），能夠在脈沖輸出過程中耦合諧振電容、隔直電容和負(fù)載等效電容，同時(shí)起到升壓作用。

圖1 脈沖電源主回路原理圖

當(dāng)脈沖發(fā)生單元工作時(shí)，首先通過Choke單元將一次側(cè)諧振電容Cp充電至額定直流母線電壓。當(dāng)IGBT開通時(shí)，Cp通過IGBT模塊與Cblock、Cload以及脈沖變壓器共同組成串聯(lián)諧振回路（Cblock電容隔離直流負(fù)高壓）。

用T表示諧振周期，從IGBT開通至1/2T，諧振電流由Cp通過變壓器耦合將能量傳遞到二次側(cè)，為Cblock和Cload充電。從1/2T處起，諧振電流開始反向，此時(shí)Cload兩端電壓達(dá)到最高，由Cblock和Cload通過變壓器耦合將能量傳遞到一次側(cè)，為Cp充電。在1/4T及3/4T處，諧振電流達(dá)到最大。

因?yàn)樵撐膬H關(guān)注電流對開關(guān)器件的影響，所以可以在計(jì)算諧振電流的過程中對電路進(jìn)行進(jìn)一步簡化，如圖2所示。

圖2 脈沖電源簡化原理圖

如果將串聯(lián)的輸入電容（CP）、耦合電容（C'block）以及電容（C'load）等效為總電容（CTotal），那么諧振周期和諧振電流如公式（1）、公式（2）所示。

式中：T為諧振周期；t為輸出時(shí)間；UDC為回路中的直流額定工作電壓；Lp為脈沖變壓器一次側(cè)漏感，Lp=6.883 μH；CTotal為總電容，CTotal=36.8 μH。

將Lp=6.883 μH、CTotal=36.8 μH代入公式（1）、公式（2）可以得到T=100 μs，Ip=5780.722

1.2 IGBT模塊功耗計(jì)算

除了電流和導(dǎo)通時(shí)間外，IGBT模塊的功耗還與器件的實(shí)際導(dǎo)通壓降有統(tǒng)計(jì)學(xué)意義。影響導(dǎo)通壓降的因素較多，包括芯片結(jié)溫、工作電流、驅(qū)動(dòng)參數(shù)以及芯片制造工藝等。該文的IGBT采用Infineon公司的FZ1200R33HE3，這是Infineon公司的第三代IGBT，與第二代產(chǎn)品相比，其具有更低的導(dǎo)通壓降且芯片最高允許工作結(jié)溫Tvj從125 ℃升至150 ℃。由于諧振電流峰值較大，因此采用2個(gè)模塊并聯(lián)使用的方法，流過單個(gè)模塊的電流等于IP/2。

IGBT模塊驅(qū)動(dòng)器采用PI（Power Integrations）公司的1SP0635V，該驅(qū)動(dòng)器采用SCALE-2型新品，專門針對IHMB型封裝模塊設(shè)計(jì)且有專用于FZ1200R33HE3的驅(qū)動(dòng)配置參數(shù)，配置完后可以即插即用。IGBT導(dǎo)通時(shí)驅(qū)動(dòng)器額定輸出的門極電壓VGE=+15 V。

IGBT模塊內(nèi)部有3組獨(dú)立的IGBT和反并聯(lián)二極管，需要通過外部母排進(jìn)行并聯(lián)。在前半個(gè)諧振周期內(nèi)，諧振電流流過IGBT；在后半個(gè)諧振周期內(nèi)，諧振電流流過二極管。因此，可以將IGBT模塊的功耗分為2個(gè)部分，即前半個(gè)諧振周期的IGBT功耗和后半個(gè)諧振周期的二極管功耗，2個(gè)部分相加即為IGBT模塊的總功耗。

分析集電極-發(fā)射極的電壓VCE隨電流變化曲線可知，當(dāng)IGBT模塊的結(jié)溫Tvj=150 ℃、VCE>2.5 V時(shí)，VCE與集電極的電流IC之間近似呈線性增長的關(guān)系。假設(shè)VCE=B·IC+C（B為基極（Base）或輸入端，通常可以控制IGBT的開關(guān)行為；C為集電極（Collector）或電源端，可以為IGBT模塊提供電源電壓），那么有公式（3）。

求解得B=1/720，C=1.666 7，那么VCE如公式（4）所示。

式中：IC為直流集電極電流。

在公式（3）中，通過控制B端的輸入信號可以控制IGBT的導(dǎo)通和截止，從而控制輸出電路的電流流動(dòng)。通過連接到C端，驅(qū)動(dòng)器可以為IGBT提供所需的電源電壓和電流。由于該電路工作在串聯(lián)諧振方式下，內(nèi)部集成的IGBT開通時(shí)處于零電流狀態(tài)，當(dāng)電流轉(zhuǎn)向自然關(guān)斷時(shí)處于零電壓狀態(tài)，因此計(jì)算時(shí)可以忽略IGBT的開通損耗和關(guān)斷損耗。

脈沖電源采用間歇式工作方式，輸出為一定頻率的脈沖串，該頻率用PPS（Pulses Per Second，秒脈沖）表示。IGBT模塊的功耗包括導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)瞬時(shí)功耗、單次脈沖平均功耗以及平均功耗，每種功耗又分為IGBT功耗和二極管功耗。IGBT模塊的瞬時(shí)功耗和單次脈沖平均功耗主要評估IGBT模塊的散熱情況，而平均功耗可以評估整個(gè)電源的散熱情況。

單次脈沖IGBT模塊內(nèi)IGBT的瞬時(shí)功耗如公式（5）、公式（6）所示。

式中：PIGBT（t）為IGBT的總功率損耗；ω為角頻率。

將公式（4）和公示（6）代入公式（5）求導(dǎo)，可以得到公式（7）。

當(dāng)t=時(shí)，P'IGBT（t）=0，此時(shí)PIGBT（t）有最大值，代入公式（5）可以得到公式（8）。

在單次脈沖過程中，IGBT模塊內(nèi)IGBT的單次脈沖PIGBT（on）如公式（9）所示。

式中：dt為時(shí)間間隔的微小變化，即微分時(shí)間，在該微小時(shí)間段內(nèi)的瞬時(shí)功率，通過將這個(gè)微小時(shí)間間隔趨近于零，可以得到瞬時(shí)功率在整個(gè)脈沖過程內(nèi)的平均值。

求解得到公式（10）。

IGBT模塊內(nèi)IGBT的平均功耗PIGBT（avg）如公式（11）所示。

式中：PPS為每秒脈沖數(shù)。

求解得到公式（12）。

對比實(shí)際曲線可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)VCE較低時(shí)，根據(jù)公式（4）計(jì)算的VCE會(huì)比實(shí)際大，但是該區(qū)間內(nèi)的電流較小，且工作在該區(qū)間內(nèi)的時(shí)間占總開通時(shí)間的比例較小，另外還可以補(bǔ)償IGBT的開通損耗，因此根據(jù)該方法計(jì)算的功耗與實(shí)際功耗的偏差較小。

同樣，在Tvj=150 ℃的條件下，當(dāng)正向電壓VF>2.5 V時(shí)，IF與VF近似呈線性關(guān)系。設(shè)VF=D·IF+E（IF為正向電流；D為斜率；E為截距），求解可以得到D=1/1 050，E=1.595 2。同樣，可以求得IGBT模塊內(nèi)二極管的損耗。二極管的瞬時(shí)功耗Pdiode（t）如公式（13）所示。

在單次脈沖過程中，IGBT模塊內(nèi)二極管的平均功耗Pdiode（on）如公式（15）所示。

求解公式（15）得到公式（16）。

模塊內(nèi)二極管部分的總功耗Pdiode如公式（17）所示。

求解公式（17）得到公式（18）。

由此可得，在單次脈沖過程中IGBT模塊的總功耗Ploss（on）=PIGBT（on）+Pdiode（on）=15 781.7 W，IGBT模塊的總功耗Ploss（avg）=PIGBT（avg）+Pdiode（avg）=127.8 W，在1/4周期瞬時(shí)功耗為16.4 kW。

2 IGBT模塊芯片結(jié)溫升

IGBT模塊的芯片結(jié)溫分為瞬態(tài)結(jié)溫和穩(wěn)態(tài)結(jié)溫，通常通過熱阻計(jì)算其穩(wěn)態(tài)結(jié)溫，由于脈沖電源的工作特性，因此計(jì)算瞬態(tài)結(jié)溫更有意義。而IGBT模塊的瞬態(tài)熱阻可以通過等效熱路模型來描述，常見的等效熱路模型有2種，一種是連續(xù)網(wǎng)絡(luò)熱路模型（Continued Fraction Circuit），該模型是根據(jù)實(shí)際熱量在器件的實(shí)際物理傳導(dǎo)過程建立的，模塊的每層均有獨(dú)立的RC單元。該模型的優(yōu)勢是可以計(jì)算當(dāng)每個(gè)實(shí)際物理層的溫度，缺點(diǎn)是靈活性差，由于熱耦合作用，每個(gè)物理層發(fā)生變化時(shí)都會(huì)影響其他層，因此需要重新測量參數(shù)，不便于實(shí)際應(yīng)用。另一種是局部網(wǎng)絡(luò)熱路模型（Partial Fraction Circuit），網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)沒有實(shí)際物理意義，各RC單元系數(shù)通過實(shí)測的散熱曲線推算[2]，更便于實(shí)際應(yīng)用。可以在IGBT器件規(guī)格書中查到局部網(wǎng)絡(luò)熱路模型數(shù)據(jù)。該模型如圖3所示。

圖3 局部網(wǎng)絡(luò)熱路模型

采用該模型的熱阻Zthjc（t）、溫度Tj（t）如公式（19）、公式（20）所示。

式中：ri為網(wǎng)絡(luò)中的內(nèi)部電阻或電阻率；Ti為一個(gè)諧振周期內(nèi)各個(gè)時(shí)間點(diǎn)；e為網(wǎng)絡(luò)的熱源或電勢差；P（t）為瞬時(shí)功耗；Zthjc為熱抗阻；Tcase為芯片殼體溫度。

可以在器件規(guī)格書中查到對應(yīng)的IGBT模塊的局部網(wǎng)絡(luò)模型熱阻數(shù)據(jù)，具體數(shù)據(jù)見表1。

表1 IGBT模塊熱阻數(shù)據(jù)

由于可以直接測量殼溫，因此不需要再進(jìn)行計(jì)算。模塊中IGBT的結(jié)溫相對殼溫的溫升如公式（21）所示。

式中：TjIGBT為穩(wěn)態(tài)結(jié)溫。

模塊中二極管的結(jié)溫相對殼溫的溫升如公式（22）所示。

式中：Tjdiode為二極管穩(wěn)態(tài)結(jié)溫。

1個(gè)諧振周期內(nèi)各時(shí)間點(diǎn)的芯片相對殼溫的溫升如公式（23）、公式（24）所示。

通過計(jì)算結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，盡管IGBT模塊內(nèi)部的IGBT功耗比二極管更高，但是其熱阻更低，最終IGBT溫升比二極管更低。

3 溫升試驗(yàn)

對脈沖電源在達(dá)到額定輸出情況下進(jìn)行溫升試驗(yàn)，即母線電壓為2 500 V，諧振周期為100 μs，總諧振電流峰值為5 780 A，單個(gè)IGBT模塊電流峰值為2 890 A。

測試時(shí)測溫元件采用四線制PT100鉑熱電阻，測溫儀器采用KEYSIGHT公司的34970A。由于脈沖電源工作時(shí)會(huì)產(chǎn)生強(qiáng)電磁干擾，因此鉑熱電阻引出線采用屏蔽雙絞線，盡量避開主回路。另外，脈沖電源峰值電流較大，會(huì)導(dǎo)致接地電位浮動(dòng)，測溫儀器的供電與脈沖電源供電需要隔離，以免損壞儀器。

為了準(zhǔn)確測量IGBT模塊殼溫，在散熱器中心底部位置開個(gè)小孔，將測溫元件直接粘貼在IGBT模塊基板上。整個(gè)脈沖電源系統(tǒng)熱容量較大，達(dá)到熱平衡時(shí)間較長，最終溫度測量數(shù)據(jù)見表2。

表2 IGBT模塊工作溫度數(shù)據(jù)

4 結(jié)語

熱仿真和熱計(jì)算是電源設(shè)計(jì)的重要環(huán)節(jié)之一。一些常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以通過IGBT廠家提供的仿真軟件來計(jì)算功耗和結(jié)溫，例如Infineon公司的IPOSIM和Semikron公司的SemiSel等，將主要參數(shù)輸入后就可以得到詳細(xì)的仿真計(jì)算結(jié)果。

該文采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較特殊，仿真軟件中沒有對應(yīng)的模型，通過示波器高壓探頭直接測量，IGBT的導(dǎo)通壓降誤差較大，因此選擇通過查看器件規(guī)格書中的曲線，利用簡化模型進(jìn)行計(jì)算。經(jīng)過計(jì)算可以發(fā)現(xiàn)，針對該文選擇的主回路參數(shù)，盡管脈沖電源瞬時(shí)功耗較大，但是持續(xù)時(shí)間短且熱阻小，并未產(chǎn)生較大的瞬時(shí)溫升。一方面，對IGBT模塊來說，只要能將其散熱片溫度控制在安全范圍內(nèi)，就不太可能因結(jié)溫過高而導(dǎo)致?lián)p壞。另一方面，對IGBT散熱片也提出了相應(yīng)的要求，其熱阻需要足夠低，避免因散熱片的散熱能力不足而導(dǎo)致IGBT殼溫過高。