李政，周文質(zhì)，包磊，陳旺云

（貴州振華風(fēng)光半導(dǎo)體有限公司，貴陽 550018）

1 引言

功率運算放大器因具有高壓、大電流的特性，廣泛應(yīng)用于通信、汽車電子、工業(yè)控制系統(tǒng)、航空航天、武器裝備等各個領(lǐng)域。高壓大功率運算放大器由于自身性能的要求，常需用到在精度、工作電壓和驅(qū)動能力上較占優(yōu)勢的雙極工藝來實現(xiàn)[1]。基于雙極工藝的驅(qū)動級往往需要運算放大器的增益級提供較大的電流，而提供大電流與增益級負載電路的高輸出電阻特性相矛盾，同時還會面臨版圖面積增加、運算放大器性能下降等問題。本文設(shè)計了一種基于雙極工藝的恒流源，其具有在輸出大電流的情況下保持高輸出電阻的特點，可應(yīng)用于雙極工藝的功率運算放大器。

2 傳統(tǒng)恒流源電路結(jié)構(gòu)

功率運算放大器的信號通路通常分為輸入級、增益級和驅(qū)動級[2-3]。采用傳統(tǒng)恒流源的運算放大器結(jié)構(gòu)如圖1 所示，其中VS+、VS-分別為正、負電源電壓。P1 和P2 構(gòu)成傳統(tǒng)的電流源，最終由P2 為驅(qū)動級提供電流，其輸出電阻為

圖1 采用傳統(tǒng)恒流源的運算放大器結(jié)構(gòu)

式中VA為厄利電壓，即晶體管放大區(qū)輸出特性曲線的延長線與集電極-基極電壓軸的交點[4-5]；IC為P2 的集電極電流?？梢钥闯?，若要增大電流，勢必要降低增益級輸出電阻，從而降低運算放大器增益，同時降低密勒補償?shù)刃щ娙?。在原始電流一定的情況下，增益級需要提供的電流增大，P2 的面積也需要等比例放大，造成版圖面積和寄生電容增加，這種情況在需要輸出大電流的功率運算放大器中尤為嚴重。這種情況不但會造成性能的衰退，也會造成芯片面積的增加，這與低成本、小型化的需求[6]是矛盾的。

3 改進型恒流源電路結(jié)構(gòu)及直流分析

采用改進型恒流源的運算放大器結(jié)構(gòu)如圖2 所示，用三極管Q0、Q1、Q2、電容C1和電阻R 構(gòu)成的恒流源電路取代圖1 中的P2。

圖2 采用改進型恒流源的運算放大器結(jié)構(gòu)

將Q1 的集電極電流設(shè)計為遠大于Q0 的集電極電流，則最終的輸出電流約等于Q1 的集電極電流IC1，

式中VBE2為Q2 的BE 結(jié)電壓。

為計算圖2 中恒流源的輸出電阻，需要將其進行小信號等效。改進型恒流源的小信號低頻等效電路如圖3 所示。由于是進行低頻分析，因此忽略電容C1。圖3 中，gm1、gm2為Q1、Q2 的跨導(dǎo)，R0、R1為Q0、Q1 的輸出電阻，R2為Q2 的集電極結(jié)點到發(fā)射極結(jié)點之間的等效電阻。可以看出，在忽略C1的情況下，從Q2 集電極流向發(fā)射極的電流分為兩路：路徑一經(jīng)Q2 的集電極直接流向其發(fā)射極；路徑二流入Q1 的基極，經(jīng)Q1 的集電極從R 流向Q2 的發(fā)射極結(jié)點。路徑一的電流等于(V1-VO)/RO2，其中RO2為Q2 的小信號輸出電阻；路徑二的電流等于(V2-VO)/(β1R)，其中β1為Q1 的電流放大系數(shù)。計算路徑二的電流時，忽略Q1 的BE 結(jié)電壓變化，即V2≈V1，因此其電流約等于(V1-VO)/(β1R)?？梢姡瑑陕冯娏骺偤蜑?V1-VO)/RO2+(V1-VO)/ (β1R)，故R2=RO2∥(β1R)。

圖3 改進型恒流源的小信號低頻等效電路

根據(jù)圖3，

式中VO為測試整體電路輸出電阻的測試電壓，本恒流源結(jié)構(gòu)最終的小信號輸出電阻ROUT=VO/IO。

由于此電路務(wù)求使Q1 輸出大電流，因此Q1 的集電極電流遠大于Q2 的集電極電流，根據(jù)工作在放大區(qū)的三極管跨導(dǎo)與集電極電流成正比，有

VBE2≈0.7 V，故R≈0.7 V/IC1。

式中VAP和VAN分別為PNP 和NPN 的厄利電壓，IC0為Q0 和Q2 的集電極電流（兩者大約相等）。由于厄利電壓一般遠大于0.7 V，且顯然β1?1，故

已知gm1=IC1/VT，其中VT為熱電壓，且常溫下VT≈26 mV，則

故而gm1R?1。

最后，由于厄利電壓遠大于0.026 V，故有g(shù)m1R1和gm2R2均遠大于1。

根據(jù)以上近似，可推導(dǎo)得出

這一結(jié)果可以通過直觀分析進行解釋。在圖3 所示的電路中，由于Q1 和Q2 的BE 結(jié)電壓幾乎不變，故有V1≈VO，當VO產(chǎn)生一個小信號變化量ΔVO時，Q0 的電流會產(chǎn)生相應(yīng)變化量

忽略Q1 的基極電流變化量，則Q2 的集電極電流變化量同樣也是IC0，則Q2 的BE 結(jié)電壓必然有相應(yīng)的變化量

這會導(dǎo)致R 上相應(yīng)的電流變化（同時也是Q1 集電極電流的變化），

最終的輸出電流變化量就是IC0+IC1。可以看出，最終ROUT等于R0與gm2RR0的并聯(lián)電阻，即

與式（12）的計算結(jié)果相符?？梢钥闯觯绻鹓m2R?1，則ROUT≈R0?？梢姶撕懔髟吹妮敵鲭娮鑼ζ漭敵鲭娏鞑幻舾?，可以在增加輸出電流的同時不至于使輸出電阻衰減。相比之下，式（2）所示的傳統(tǒng)恒流源輸出電阻與輸出電流成反比，在輸出大電流的情況下會造成輸出電阻的嚴重降低。

4 改進恒流源結(jié)構(gòu)的環(huán)路分析

為保證穩(wěn)定性，需要分析環(huán)路中的零極點，在設(shè)計和仿真的過程中有針對性地進行調(diào)整，并通過仿真保證相位裕度[7-8]。包含主環(huán)路的改進型恒流源的小信號高頻等效電路如圖4 所示。恒流源部分除加入電容之外，其余與圖3 一致。Z 為運算放大器主環(huán)路的等效阻抗。

圖4 包含主環(huán)路的改進型恒流源的小信號高頻等效電路

根據(jù)圖4，經(jīng)工程估算可得

式中s 為傳遞函數(shù)。從恒流源看進去，運算放大器環(huán)路的負載等效電路如圖5 所示：第一級為輸入級，跨導(dǎo)和輸出電阻分別為Gm1和Ro1；第二級為增益級，跨導(dǎo)的絕對值和輸出電阻分別為Gm2和Ro2；第三級為輸出驅(qū)動，增益估算為1；C 為主極點的密勒電容。圖5 中的Gm1、Gm2、Ro1、Ro2、C 均包含在圖4 的運放“控制部分”中。為簡化計算，忽略除了C 以外的其他電容。

圖5 運算放大器環(huán)路的負載等效電路

根據(jù)圖5，經(jīng)工程估算可得

將式（18）代入式（17），并根據(jù)實際參數(shù)的大小關(guān)系將s 的同次冪系數(shù)忽略掉小一個數(shù)量級以上的參數(shù)，得到如下結(jié)果：

從式（19）可以看出，傳輸函數(shù)包含兩個零點和兩個極點，設(shè)兩個零點為z1、z2，兩個極點為p1、p2，并假設(shè)z1?z2，p1?p2，則有

則

5 實際應(yīng)用

將圖2 所示的結(jié)構(gòu)應(yīng)用于某最大工作電壓為±30 V 的功率放大器，采用6 μm、80 V 雙極工藝進行設(shè)計，功率放大器版圖如圖6 所示。

圖6 功率放大器版圖

仿真結(jié)果如圖7 所示，圖中不同顏色的曲線對應(yīng)不同的工藝角。從圖7 可以看出，增益最小約為114dB。短路電流在典型情況下約為500 mA；在極限情況下，上拉電流最小約為260 mA，最大約為860 mA；下拉電流最小約為330 mA，最大約為711 mA。常溫（25 ℃）下靜態(tài)電流約為7.0 mA，高溫（125 ℃）下約為5.1 mA，低溫（-55 ℃）下約為9.6 mA。

圖7 仿真結(jié)果

10 只樣品的常溫測試結(jié)果如表1 所示?？梢钥闯?，測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合。電源電壓取±30 V，輸出電壓約為28 V，輸出電流取200 mA，靜態(tài)電流約為7.5 mA，則輸出功率為5.6 W，靜態(tài)功耗為0.45 W，輸出功率與靜態(tài)功耗之比約為12.4。作為比較，參考文獻[9]的輸出功率為0.15 W，靜態(tài)功耗為32.5 mW，輸出功率與靜態(tài)功耗之比約為4.6?？梢钥闯觯疚脑O(shè)計的芯片輸出功率與靜態(tài)功耗之比更大，即在同樣的靜態(tài)電流下，本文所述的放大器能提供更大的輸出功率。新結(jié)構(gòu)的使用可使功率放大器產(chǎn)品獲得大輸出電流、低靜態(tài)電流和高開環(huán)增益。

表1 10 只樣品的常溫測試結(jié)果

6 結(jié)論

本文設(shè)計了一款基于雙極工藝的恒流源，該恒流源的特點是能夠在大輸出電流的情況下保持其輸出電阻不衰減，在需要輸出大電流的功率放大器中有相當大的優(yōu)勢。應(yīng)用本恒流源的實際功率運算放大器靜態(tài)電流可達7.5 mA、短路電流約為500 mA、電壓增益超過110 dB，輸出功率與靜態(tài)功耗之比約為近期同類產(chǎn)品的3 倍，具有很強的實用價值。