秦慶磊，王中訓(xùn)，穆鵬華

（1.煙臺理工學(xué)院電子電工實(shí)訓(xùn)中心，煙臺 264005；2.煙臺大學(xué)物理與電子信息學(xué)院，煙臺 264005）

無線電能傳輸WPT（wireless power transfer）技術(shù)與無線通信的基礎(chǔ)都是源于電磁場理論，只是側(cè)重點(diǎn)不同，WPT 側(cè)重于傳輸?shù)墓β逝c效率，無線通信側(cè)重于傳輸?shù)膸捙c距離。成熟可靠的WPT 系統(tǒng)，需要保證電能高效地傳輸?shù)浇邮斩耍瑫r接收端采集的負(fù)載數(shù)據(jù)能高速可靠地反饋到發(fā)射端，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的閉環(huán)控制，它本質(zhì)上是一個電能與信息同步傳輸SWPIT（simultaneous wireless power and information transfer）系統(tǒng)。SWPIT 系統(tǒng)既可以基于遠(yuǎn)場射頻通信構(gòu)建獨(dú)立信息傳輸通道，也可以基于近場磁耦合構(gòu)建電能與信息混合傳輸通道，各傳輸方式各有優(yōu)劣[1]，其中近場耦合式電能與信息同步傳輸MC-SWPIT（magnetic coupling SWPIT）技術(shù)允許在相同的傳輸鏈路上實(shí)現(xiàn)能量傳輸和數(shù)據(jù)通信，提高了系統(tǒng)的靈活性，是解決同時進(jìn)行能量傳輸效率與數(shù)據(jù)通信難題的一個有效方案。

根據(jù)能量流和信息流的關(guān)系，MC-SWPIT 系統(tǒng)可分為載波注入式和能量調(diào)制式兩種。載波注入式MC-SWPIT 系統(tǒng)利用不同頻率的載波分別傳輸電能與信息，低頻載波用于能量傳輸，高頻載波用于通信，使用高頻變壓器或互感器將信息載波注入電能載波或從中提取出來。該方向研究較多的有頻移鍵控[2-3]FSK（frequency-shift keying）調(diào)制、正交相移鍵控[4]QPSK（quadrature phase shift keying）調(diào)制、雙模差分相移鍵控[5]DDPSK（dual mode differential phase shift keying）調(diào)制、多載波幅移二進(jìn)制移鍵控[6]2ASK（2 amptitude shift keying）調(diào)制等，其信息傳輸速率在19.2～100 kbps 間。能量調(diào)制式MC-SWPIT系統(tǒng)利用可控開關(guān)直接對電能載波的相位、頻率、幅值等波形特征進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制，從而使信息流與能量流融合傳輸，如調(diào)頻相移鍵控[7]FMPSK（frequency modulation phase shift keying）調(diào)制、二進(jìn)制頻移鍵控[8]2FSK（2 frequency shift keying）調(diào)制，信息傳輸速率相對較低。單載波幅移鍵控ASK（amptitude shift keying）調(diào)制是研究較早的一種能量調(diào)制式信息傳輸方式，通過控制調(diào)制電容、電阻或負(fù)載的通斷來改變反射阻抗的大小，以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的反饋，可細(xì)分為電容調(diào)制式[9]、電阻調(diào)制式[10]和負(fù)載調(diào)制式[11-12]等，其信息傳輸速率在2.0～8.5 kbps 之間，其中文獻(xiàn)[13]將數(shù)字信息轉(zhuǎn)化為不同占空比的方波信號，通過電容調(diào)制方式進(jìn)行傳輸，信息傳輸速率可達(dá)25 kbps，但該系統(tǒng)的電能傳輸功率僅為10 W。總體而言，載波注入MC-SWPIT 系統(tǒng)能夠在信息傳輸過程中最大限度地減小電能傳輸損耗，信息與電能傳輸相互影響可控且可實(shí)現(xiàn)雙工通信，然而信息傳輸速率和編碼方式與系統(tǒng)的組件數(shù)量和復(fù)雜度相關(guān)，系統(tǒng)的體積大，成本高，不利于小型化設(shè)計(jì)和民用級產(chǎn)品的普及。相反地，單載波能量調(diào)制式MCSWPIT 系統(tǒng)體積小，成本低，但信息傳輸對電能傳輸效率影響較大，信息傳輸誤碼率會受負(fù)載與傳輸距離的變化影響，不利于中大功率系統(tǒng)應(yīng)用。

為了發(fā)揮能量調(diào)制式MC-SWPIT 系統(tǒng)的優(yōu)勢，改善劣勢，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單、信息傳輸誤碼率低，減小對電能傳輸?shù)挠绊?，滿足電動自行車[14]、水下機(jī)器人等無線充電需求，本文在現(xiàn)有電容調(diào)制研究基礎(chǔ)上提出了一種副邊反射式脈沖調(diào)制方法，將電容調(diào)制中的矩形信號變?yōu)槊}沖信號，減小對電能載波作用時間，在原邊處理器內(nèi)部構(gòu)建智能跟隨解調(diào)電路，配合解調(diào)算法實(shí)現(xiàn)無線電能與信息的同步傳輸。經(jīng)過200 W 系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)測試，傳輸距離可達(dá)80 mm，對電能傳輸?shù)挠绊懶?，誤碼率低，滿足系統(tǒng)閉環(huán)控制的需求。

1 系統(tǒng)原理分析

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

MC-SWPIT 系統(tǒng)為S-S 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由原邊初級回路和副邊次級回路兩部分組成，之間通過線圈間互感相連，如圖1 所示。原邊回路通過直流電源US供電，經(jīng)過由MOS 管S1～S4組成的高頻逆變?nèi)珮蚝蠼o線圈LP和諧振電容CP供電，產(chǎn)生高頻磁場。副邊線圈LS和諧振電容CS組成的回路具有相同的諧振頻率，形成磁場共振，接收磁場能量轉(zhuǎn)化為電能，再經(jīng)過由肖特基二極管D1～D4組成的整流橋和濾波電容C2后給負(fù)載電池充電。

圖1 MC-SWPIT 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of structure of MC-SWPIT system

副邊處理器采集充電電壓、電流等數(shù)據(jù)，形成數(shù)字信息，控制MOS 管S5通斷發(fā)送數(shù)據(jù)。當(dāng)S5導(dǎo)通時，副邊線圈LS和調(diào)制電容C1組成新的回路，部分電能通過電容C1和MOS 管S5流到參考地，同時打破原有的諧振狀態(tài)，形成信息調(diào)制。該狀態(tài)反射到原邊表現(xiàn)為線圈LP電壓和電流的變化，通過對原邊線圈電壓或電流的采樣，經(jīng)過減法放大器、波峰跟隨器組成的閉環(huán)控制電路，使送至包絡(luò)檢波器的信號僅保留波峰變化區(qū)域波形，最終通過智能跟隨解調(diào)算法還原數(shù)字信息，完成信息解調(diào)。原邊處理器根據(jù)接收到的信息調(diào)整發(fā)射功率，實(shí)現(xiàn)WPT 系統(tǒng)的閉環(huán)控制。

1.2 基本原理

MC-SWPIT 系統(tǒng)等效電路如圖2 所示。

當(dāng)S5打開時，系統(tǒng)正常工作，原、副邊回路等效阻抗ZP、ZS可表示為

根據(jù)基爾霍夫定律，計(jì)算ZS等效到原邊的反射阻抗ZSR和原、副邊回路電流IP、IS分別為

當(dāng)S5閉合時，副邊增加電容C1并聯(lián)回路，則回路阻抗ZC1為

此時，副邊回路阻抗ZC為

由于通過電容C1與CS的電流相位角相同，所以ZC＜ZC1，副邊電流IS增大，原邊電流IP減小。由于ZS-ZC＞ZS-ZC1，S5閉合前后的副邊回路阻抗變化值為

當(dāng)S5再次打開時，諧振狀態(tài)恢復(fù)，副邊電流IS增大，原邊電流IP增大。由于副邊電感、濾波電容C2等儲能元件充電，諧振恢復(fù)需要若干個諧振周期，期間原邊回路電流在IP附近振蕩。

由式（4）、式（5）、式（8）可知，當(dāng)S5由打開到閉合再到打開的過程中，副邊回路電流IS先增大再恢復(fù)，原邊回路電流IP經(jīng)過了先減小再增大再恢復(fù)的波動過程，其變化值僅與C1有關(guān)。

S5閉合期間主要產(chǎn)生C1短路損耗，其功率PC為

而PC的有功功率表示為

由式（5）、式（10）可知，在S5閉合過程中產(chǎn)生了電能損耗，其損耗值僅與互感系數(shù)M 和C1有關(guān)，如果選取合適的電容C1，并縮短S5的閉合時間，可有效減小電能消耗并完成信息調(diào)制。

2 信息解調(diào)及編碼設(shè)計(jì)

2.1 信息解調(diào)電路設(shè)計(jì)

基于上述分析可知，原邊回路電流的波動主要出現(xiàn)在開關(guān)管閉合與打開的瞬間，為了同時減少電能消耗，縮短了開關(guān)管的閉合時間，需要通過精準(zhǔn)檢測原邊載波的波動還原信息。

原邊信息可以通過電流互感器直接采集，也可以通過采集諧振電容線圈一側(cè)的電壓實(shí)現(xiàn)。為了便于電路集成，本文選擇第二種方案，信息解調(diào)電路及其相關(guān)波形如圖3 所示。圖3 中，DAC1、DAC2和DAC3 為原邊處理器控制，分別輸出電壓V2、V4和V5，其中V5=V4+50 mV，同時讀取比較器B 和C輸出的脈沖信息。線圈電壓載波經(jīng)過電阻R1、R2組成的分壓電路后衰減約18.8 dB，送入放大器A 同相端，放大器反相端接DAC1，與R3、R4組成負(fù)反饋減法放大器，輸出電壓V3=5（V1-V2）。線圈載波經(jīng)過該部分電路后，僅保留了波峰區(qū)域波形，并且放大5 倍，突出信息特征。電壓V3同時送入比較器B、C同相端，與電壓V4、V5相比較分別輸出脈沖信息PulseA 和PulseB。如果PulseA 脈沖與處理器產(chǎn)生的PWM 脈沖一致，則升高V4，反之則降低V4。如果V4升高到最大設(shè)定值，則增加V2，使V3減??；同樣，如果V4降低到最小設(shè)定值，則減小V2，使V3增大，最終使V3電壓幅度適中，且V4與V3峰值電壓保持一致。當(dāng)副邊開關(guān)管S5加載脈沖信息時，原邊載波出現(xiàn)突然波動的脈沖，由于V5大于V4，且V4和V5的變化具有一定的滯后性，比較器C 輸出高脈沖PulseB，解調(diào)出脈沖信息，即放大器A 放大有效波形，比較器B 跟隨波峰變化，比較器C 輸出脈沖信息，如圖3（b）所示。

副邊開關(guān)管S5通斷約5 μs，原邊即可產(chǎn)生約5個周期的載波幅度變化，該變化經(jīng)過信息解調(diào)電路后可還原脈沖信息。通過控制開關(guān)管S5的周期變化，使相鄰脈沖的時間間隔具有數(shù)字意義，實(shí)現(xiàn)脈沖編碼調(diào)制PCM（pulse code modulation），從而實(shí)現(xiàn)信息的數(shù)字傳輸，如圖3（c）所示。

需要注意的是，脈沖信息傳輸是基于原邊回路電流穩(wěn)定不變時由副邊回路電流直接調(diào)制完成的，原邊信息解調(diào)電路對線圈載波波動敏感，當(dāng)原邊回路電流因?yàn)榫€圈距離或功率等因素主動調(diào)整時，線圈載波會產(chǎn)生同樣波動，比較器C 輸出錯誤信息。為此，需要增加信息解調(diào)電路中V2、V4和V5的調(diào)節(jié)速度，減小每次調(diào)節(jié)的幅度，使V4實(shí)時跟蹤V3的變化，并使用軟件算法對解調(diào)信息進(jìn)一步處理。

2.2 信息編碼設(shè)計(jì)

根據(jù)上文所述，一個脈沖信息約占用5 個載波周期，按照載波頻率85 kHz 計(jì)算，占用時間約為60 μs，計(jì)算理論傳輸速率可達(dá)16.6 kbps。為了提高數(shù)據(jù)穩(wěn)定性，降低數(shù)據(jù)傳輸功耗，根據(jù)系統(tǒng)閉環(huán)控制需求，設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)傳輸速率最大為2 kbps。

脈沖信息編碼如圖4 所示。一幀數(shù)據(jù)由11 個脈沖組成10 Bit，包括起始位、數(shù)據(jù)位和校驗(yàn)位。起始位固定脈沖時間間隔為500 μs，數(shù)據(jù)位和校驗(yàn)位使用300 μs 表示邏輯‘0’、700 μs 表示邏輯‘1’。根據(jù)編碼規(guī)則，傳輸一幀數(shù)據(jù)最短時間為3.2 ms（數(shù)據(jù)位為0x00），最長時間為6.4 ms（數(shù)據(jù)位為0xFF），平均時長為4.8 ms，即每秒傳輸約200 幀數(shù)據(jù)，傳輸速率約為2 kbps。一幀數(shù)據(jù)中，校驗(yàn)位為對連續(xù)“01”的數(shù)量偶校驗(yàn)，例如：圖4 所示數(shù)據(jù)位從低到高依次為“01001110”，連續(xù)“01”個數(shù)為2，則校驗(yàn)位為‘1’。如果在數(shù)據(jù)傳輸過程中丟失了n2～n10 中的任何一個脈沖，根據(jù)數(shù)據(jù)間的時間間隔和校驗(yàn)位，可計(jì)算補(bǔ)齊丟失的脈沖，這樣校驗(yàn)位不僅可以驗(yàn)證數(shù)據(jù)的正確性，還可以對不完整的幀數(shù)據(jù)進(jìn)行補(bǔ)全，降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼`碼率。另外，當(dāng)原邊回路電流主動調(diào)整或被金屬異物影響時，解調(diào)脈沖的個數(shù)存在大于11 的情況，其中包含數(shù)據(jù)脈沖和干擾脈沖。如n3～n4 間有若干個干擾脈沖，且干擾信息與n3 和n4 不為邏輯‘0’關(guān)系或與n2 和n5 不為邏輯‘1’關(guān)系，通過數(shù)字濾波可濾除干擾信息，并通過校驗(yàn)位驗(yàn)證信息的正確性，降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼`碼率。

圖4 脈沖信息編碼Fig.4 Pulse information coding

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文制作200 W 的MC-SWPIT 系統(tǒng)，系統(tǒng)參數(shù)如表1 所示，實(shí)驗(yàn)裝置及測試儀器如圖5 所示。

表1 系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 System parameters

圖5 實(shí)驗(yàn)裝置Fig.5 Experimental device

負(fù)載使用電子負(fù)載代替，使用CC（定電流）模式模擬電池恒壓充電過程。原邊處理器選用華大公司的HC32F4A0，內(nèi)置4路DAC、4路放大器、4 路比較器，僅需少量電阻即可根據(jù)圖3（a）構(gòu)建信息解調(diào)電路，使處理器和模擬電路集成在一顆芯片內(nèi)，增強(qiáng)了電路的控制精度和抗干擾能力。線圈直徑20 cm，采用540 芯的利茲線繞制，系統(tǒng)最大傳輸距離80 mm。

3.1 不同負(fù)載與距離下的信息傳輸實(shí)驗(yàn)

使用電子負(fù)載CC 模式分別設(shè)置不同的輸出電流，以調(diào)整輸出功率，得到不同傳輸距離與功率下的信息調(diào)制波形，如圖6 所示。

圖6 不同負(fù)載及距離下的信息調(diào)制波形Fig.6 Information modulation waveforms under different loads and distances

傳輸功率100 W 時，副邊每個調(diào)制脈沖經(jīng)過約3 μs 的延時后，在原邊線圈產(chǎn)生約3 個周期的電壓波動，經(jīng)過智能跟蹤解調(diào)電路后輸出6 個連續(xù)脈沖信息，如圖6（a）所示。傳輸功率180 W 時，原邊線圈電壓波動不明顯，經(jīng)過智能跟蹤解調(diào)電路后輸出連續(xù)2 個脈沖信息，如圖6（b）所示。通過對比可知，在相同傳輸距離下，傳輸功率越小，原邊線圈電壓波動越明顯，解調(diào)越容易，但也存在解調(diào)脈沖信息過多，無法計(jì)算脈沖時間間隔的情況，隨著傳輸功率增加，原邊線圈波動不明顯，解調(diào)難度增大，存在解調(diào)脈沖信息丟失的情況。傳輸功率100 W時，增加線圈距離至7 cm，原邊線圈振幅增大，調(diào)制脈沖產(chǎn)生的電壓波動恢復(fù)時間增加，甚至超過100 μs，經(jīng)過智能跟蹤解調(diào)電路后輸出5 個非連續(xù)脈沖信息，且脈沖間隔時間較長，也存在無法計(jì)算脈沖時間間隔的情況，如圖6（c）所示。

通過實(shí)驗(yàn)測試，本文所述脈沖信息調(diào)制方法對傳輸功率和傳輸距離都有要求，主要表現(xiàn)在副邊調(diào)制脈沖時原邊線圈電壓的波動程度，波動越大電路解調(diào)越容易，但波動過大時影響信息解碼計(jì)算；電壓波動越小電路解調(diào)難度增大，存在解調(diào)信息丟失的情況。

3.2 信息傳輸誤碼率及損耗實(shí)驗(yàn)

由式（8）、式（10）可知，脈沖信息傳輸對原副邊電壓產(chǎn)生影響，在實(shí)驗(yàn)裝置中得到線圈距離5 cm、傳輸功率100 W 時單個脈沖調(diào)制對原副邊電壓的影響波形，如圖7 所示。

圖7 脈沖信息傳輸對原副邊電壓的影響Fig.7 Influence of pulse information transmission on primary-and secondary-side voltage

單個脈沖寬度約5 μs，副邊線圈連接補(bǔ)償電容端的電壓波形產(chǎn)生2 個周期的波動，第1 周期振幅增加、第2 周期振幅減小，由于整流橋具有單向?qū)ㄐ?，脈沖調(diào)制產(chǎn)生的損耗僅來自于副邊線圈、補(bǔ)償電容存儲的電能。該損耗對整流橋輸出電壓產(chǎn)生影響，通過示波器交流檔顯示，整流后直流電壓產(chǎn)生約10 個周期的紋波波動，而濾波電容存儲的電能及時補(bǔ)充了損失的電能。單個脈沖調(diào)制使原邊線圈連接補(bǔ)償電容端產(chǎn)生約3 個周期的電壓的波動，該波動相對于原邊振幅比例較小，對原邊諧振電路影響較小。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證脈沖式信息傳輸對無線電能傳輸?shù)挠绊懸约靶畔鬏數(shù)姆€(wěn)定性，手動調(diào)整系統(tǒng)傳輸功率和信息傳輸，使用電子負(fù)載CC 模式分別測試不同功率和距離下的損耗數(shù)據(jù)。誤碼率數(shù)據(jù)由原邊處理器自動計(jì)算，通過校驗(yàn)位及濾波算法補(bǔ)齊的信息按照正確數(shù)據(jù)計(jì)算，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8 所示。

圖8 不同負(fù)載及距離下的誤碼率及損耗Fig.8 Bit error rate and loss under different loads and distances

固定傳輸距離5 cm 時，不同傳輸功率下的損耗及誤碼率如圖8（a）所示。隨著傳輸功率的增加，原副邊回路電流和脈沖調(diào)制幅度增大，信息傳輸損耗增加，尤其傳輸功率大于120 W 時，損耗增幅明顯，當(dāng)傳輸功率200 W 時損耗為2.3 W，超過傳輸功率的1%，損耗值與傳輸功率呈非線性關(guān)系，約為副邊回路電流的二次方，與式（10）一致。傳輸功率小于150 W 時數(shù)據(jù)傳輸誤碼率小于0.6%，隨著傳輸功率增加誤碼率逐漸升高，經(jīng)過信息解調(diào)電路后脈沖信息不明顯，信息解調(diào)難度增大，脈沖丟失率增加。

固定傳輸功率100 W 時，不同傳輸距離下的損耗及誤碼率如圖8（b）所示。隨著傳輸距離的增加，互感系數(shù)和反射阻抗減小，信息傳輸損耗減小，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)與式（4）一致。數(shù)據(jù)傳輸誤碼率先減小后增大，其主要原因是近距離時脈沖波動與原邊線圈載波振幅的比值較大，造成原邊線圈電壓波動恢復(fù)的時間增加，而圖3（a）中的DAC2、DAC3 差值為固定值，信息解碼電路輸出干擾脈沖增多，數(shù)據(jù)解碼難度增加，部分?jǐn)?shù)據(jù)被判定為無效數(shù)據(jù)。線圈距離大于5 cm 時，由于脈沖波動與線圈載波振幅的比值逐漸減小，脈沖丟失率增加。

通過實(shí)驗(yàn)測試，該實(shí)驗(yàn)裝置最大信息傳輸損耗小于2.3 W，誤碼率小于1.5%，滿足系統(tǒng)閉環(huán)控制的需求。根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，系統(tǒng)工作在150 W 以內(nèi)，線圈距離3～6 cm，信息傳輸損耗小于0.8 W，誤碼率小于0.6%，可以得到較好的性能。

4 結(jié)語

本文提出了一種脈沖調(diào)制式無線電能與信息同步傳輸?shù)姆椒?，相比于其他同步傳輸技術(shù)，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單、集成度高。本方法通過對副邊電流直接脈沖調(diào)制，時間短、功耗低，原邊直接采集線圈載波電壓，經(jīng)過集成于原邊處理器中的智能跟隨解調(diào)電路和控制算法解調(diào)出數(shù)字信息，精度高、抗干擾能力較強(qiáng)。通過實(shí)驗(yàn)測試，信息傳輸受負(fù)載和傳輸距離影響可控，設(shè)計(jì)的信息編碼方式雖然具有降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼`碼率的作用，但復(fù)雜的計(jì)算消耗大量時間，影響數(shù)據(jù)傳輸效率和閉環(huán)控制靈敏度，有待進(jìn)一步優(yōu)化。