宋 純，柴 琳，陸江華，馬伯樂(lè)

（武漢科技大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，武漢 430081）

如今，無(wú)線功率傳輸WPT（wireless power transfer）技術(shù)廣泛應(yīng)用于生活中。如電動(dòng)汽車、電子產(chǎn)品、生物醫(yī)學(xué)設(shè)備等領(lǐng)域，隨處可見(jiàn)WPT 的應(yīng)用。而在傳輸電能時(shí)，往往需要伴隨著信息傳輸。以電動(dòng)汽車為例，需要原邊發(fā)射充電信號(hào)和副邊向原邊反饋電池?cái)?shù)據(jù)，這就促使了無(wú)線功率與信息同步傳輸SWPIT（simultaneous wireless power and information transfer）技術(shù)的發(fā)展[1]。

實(shí)現(xiàn)SWPIT 目前有2 種方式：一種是在功率傳輸?shù)母袘?yīng)鏈路外再設(shè)置一個(gè)通道用于信息傳輸，即分離通道傳輸，可以分開(kāi)控制電力傳輸和通信，但是存在成本高、復(fù)雜度高、信號(hào)傳輸干擾嚴(yán)重等問(wèn)題[2-4]；另一種是使用單個(gè)感應(yīng)鏈路進(jìn)行功率傳輸和信息傳輸，即共享通道傳輸[5-7]。共享通道傳輸被廣泛應(yīng)用，包含2 種方法：一種是將通信數(shù)據(jù)載波注入功率載波中[5，6，8]，注入法可以獨(dú)立控制功率和數(shù)據(jù)，但是兩種載波之間會(huì)出現(xiàn)串?dāng)_，影響信息的質(zhì)量，并且需要額外的設(shè)備來(lái)向載體注入數(shù)據(jù)，成本較高；另一種是根據(jù)通信數(shù)據(jù)對(duì)功率載波進(jìn)行調(diào)制[7，9，10]，采用同一載波進(jìn)行功率和數(shù)據(jù)傳輸，不需要額外設(shè)備，也不會(huì)有信號(hào)被干擾的問(wèn)題，信號(hào)特征被賦予能量載波上，通過(guò)能量波的變化來(lái)表現(xiàn)信號(hào)的變化，再在接收端通過(guò)解調(diào)裝置提取發(fā)送端的信號(hào)，其調(diào)制方法分為基于幅移鍵控ASK（amplitude shift keying）調(diào)制方法、基于頻移鍵控FSK（frequency shift keying）調(diào)制方法和基于相移鍵控PSK（phase shift keying）調(diào)制方法。

在這些方法中，使用FSK 調(diào)制方法比ASK 調(diào)制方法容錯(cuò)率更高，比PSK 調(diào)制方法信號(hào)檢測(cè)更簡(jiǎn)單[11]，因此FSK-SWPIT 被認(rèn)為是一種較好的SWPIT 方法。目前，基于單頻帶的2FSK（binary frequency shift keying）-SWPIT 已經(jīng)得到了廣泛的應(yīng)用，但其不足之處在于，只有一個(gè)諧振點(diǎn)，致使其共振利用不足[12]。該技術(shù)應(yīng)用2 種不同頻率的載波，共用一個(gè)諧振帶，將導(dǎo)致所取頻率從效率最大值點(diǎn)開(kāi)始偏移，從而使系統(tǒng)效率降低?？紤]消除這種弊端，可以在此項(xiàng)技術(shù)采用雙頻帶，將一個(gè)頻段分配給一個(gè)載波，使每個(gè)載波都可以使用自己頻段的諧振點(diǎn)。文獻(xiàn)[13-16]中提出使用串、并聯(lián)組合諧振電路來(lái)達(dá)成使用雙頻帶諧振電路進(jìn)行無(wú)線功率與信息同步傳輸?shù)募夹g(shù)。

而在實(shí)際應(yīng)用中，信息傳輸需要雙向傳輸，雙頻帶諧振電路可提供的諧振點(diǎn)依舊偏少。本文提出使用同一電路實(shí)現(xiàn)三頻帶諧振的方法，相較于雙頻諧振，此電路的原、副邊也各使用4 個(gè)元器件，在器件未增多的情況下達(dá)成三頻諧振的目的，使電路進(jìn)行功率與信息同步傳輸時(shí)，上行電路與下行電路可以有更多頻率選擇。文獻(xiàn)[17]研究了一種在自感電容和補(bǔ)償電容諧振頻率下的開(kāi)環(huán)感應(yīng)功率傳輸IPT（inductive power transfer）系統(tǒng)，證明串聯(lián)-串聯(lián)拓?fù)淇梢栽? 個(gè)諧振頻率下實(shí)現(xiàn)負(fù)載無(wú)關(guān)的恒電壓傳遞，在一個(gè)頻率上實(shí)現(xiàn)與負(fù)載無(wú)關(guān)的跨導(dǎo)。對(duì)于這些拓?fù)?，文獻(xiàn)[18]通過(guò)分析電壓傳遞比與跨導(dǎo)，從而得到與負(fù)載無(wú)關(guān)的輸出恒定電壓與電流的條件，即達(dá)到諧振頻率。

對(duì)于高階補(bǔ)償拓?fù)?，文獻(xiàn)[19-21]中的高階諧振網(wǎng)絡(luò)，既可以實(shí)現(xiàn)與負(fù)載無(wú)關(guān)的電壓輸出，也可以實(shí)現(xiàn)與負(fù)載無(wú)關(guān)的電流輸出。本文在這些研究的基礎(chǔ)上，利用高階諧振網(wǎng)絡(luò)，與雙LCC 電路結(jié)合，實(shí)現(xiàn)三頻帶諧振電路，并應(yīng)用于SWPIT 中，實(shí)現(xiàn)三種頻率既能傳輸電能也能傳輸信息。

本文實(shí)現(xiàn)了基于雙LCC 電路實(shí)現(xiàn)三頻諧振的電能與信息同步傳輸?shù)哪繕?biāo)。首先分析了低階及高階電路諧振腔的諧振條件；在此基礎(chǔ)上，基于雙LCC的電路拓?fù)?，進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)以及頻率選擇；之后通過(guò)仿真模擬出三頻諧振的解調(diào)信號(hào)；最后搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證了本文所提三頻諧振電路的可實(shí)現(xiàn)性。

1 系統(tǒng)建模與分析

1.1 系統(tǒng)總電路

圖1 為本文所提能達(dá)成三諧振無(wú)線功率與信息同步傳輸目的的原理結(jié)構(gòu)，此系統(tǒng)結(jié)構(gòu)以雙LCC諧振網(wǎng)絡(luò)為基礎(chǔ)，分成原邊和副邊2 個(gè)部分，采用共享通道傳輸，能夠?qū)崿F(xiàn)電能和信息同時(shí)傳輸，實(shí)現(xiàn)上行信號(hào)與下行信號(hào)同通道傳遞。系統(tǒng)原邊由直流源、逆變器、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和耦合線圈等部分組成，副邊由耦合線圈、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、整流器和負(fù)載等部分組成。其中，原邊LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)由串聯(lián)補(bǔ)償電感Lp、并聯(lián)電容Cpp和串聯(lián)電容Csp組成；對(duì)應(yīng)的串聯(lián)補(bǔ)償電感Ls、并聯(lián)電容Cps和串聯(lián)電容Css組成副邊LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)；LSP為原邊線圈自感；LSS為副邊線圈自感；S1和S2為原邊逆變器MOSFETs 對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)；D1～D4為副邊整流二極管；L3與C3構(gòu)成LC 選頻網(wǎng)絡(luò)，用于提取信息載波信號(hào)，并衰減功率載波信號(hào)，再將提取出的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，實(shí)現(xiàn)信息傳輸。本文采用的3 個(gè)頻率fl、fm、fh皆為此諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率，傳統(tǒng)的2FSK 技術(shù)中需要2 種不同頻率的載波，而由于共用同一諧振頻帶，載流子頻率將從最高效率點(diǎn)偏移，若效率過(guò)低則功率無(wú)法傳輸且信號(hào)無(wú)法在原、副邊進(jìn)行傳遞。而本文采用的諧振網(wǎng)絡(luò)及參數(shù)設(shè)計(jì)可以使3 個(gè)頻率皆處于諧振點(diǎn)，達(dá)到最高效率點(diǎn)，避免以上情況發(fā)生。

圖1 三諧振無(wú)線功率與信息同步傳輸原理Fig.1 Schematic of three-frequency resonant simultaneous wireless power and information transfer

本文采用的諧振網(wǎng)絡(luò)為雙LCC 補(bǔ)償電路，圖2為基于雙LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的感應(yīng)耦合能量傳輸系統(tǒng)。其中，一次側(cè)由Lp、Cpp和Csp組成；二次側(cè)由相對(duì)應(yīng)的Ls、Cps和Css組成；LSP、LSS和M 分別為松耦合變壓器的原邊線圈自感、副邊線圈自感和互感；VAB和IAB分別為輸入電壓與輸入電流；Vab和Iab分別為輸出電壓與輸出電流。

圖2 基于雙LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的感應(yīng)耦合能量傳輸系統(tǒng)Fig.2 Inductively coupled energy transfer system based on dual-LCC compensation network

其中，匝數(shù)比n 和耦合系數(shù)k 分別表示為

根據(jù)松耦合變壓器的等效模型，將二次側(cè)的元件等效至一次側(cè)，構(gòu)成如圖3 所示的高階諧振網(wǎng)絡(luò)。其中，加上“'”的變量為參照原邊的副邊相應(yīng)變量。LLP和分別為一次側(cè)和二次側(cè)線圈的漏電感，Lm為勵(lì)磁電感。圖3 中的變量可以表示為

圖3 基于雙LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的感應(yīng)耦合能量傳輸系統(tǒng)的等效電路Fig.3 Equivalent circuit of inductively coupled energy transfer system based on dual-LCC compensation network

由圖3 可以看出，此電路為九階諧振網(wǎng)絡(luò)，為了設(shè)計(jì)其諧振頻率，可以將其拆分為低階諧振網(wǎng)絡(luò)的組合，計(jì)算出符合條件的諧振頻率。

1.2 諧振頻率選取

根據(jù)圖3 可以將九階諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行重組，拆分成低階諧振電路的組合，如圖4 所示。將原諧振網(wǎng)絡(luò)中的Csp與LLP重組拆分為L(zhǎng)pVV和CpVV，L'LS與C'ss重組拆分為C'sVV和L'sVV。接著，Lp、Cpp和LpVV組成第1 個(gè)T 型電路，CpVV、Lm和C'sVV組成第2個(gè)T型電路，L'sVV、C'ps和L's組成第3 個(gè)T 型電路。

圖4 ω1 的諧振網(wǎng)絡(luò)Fig.4 Resonant network of ω1

圖5 為基本的T 型諧振電路，其中，ZT1、ZT2、ZT3分別為對(duì)應(yīng)諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗；ZL為負(fù)載；Vo為其輸出電壓。則此電路的電壓傳遞比GTVV可以表示為

圖5 T 型諧振電路Fig.5 T-type resonant circuit

由式（3）可知，若想實(shí)現(xiàn)電壓傳輸比與負(fù)載無(wú)關(guān)，則電路應(yīng)滿足的條件為

所以，將式（4）代入式（3）中可知，當(dāng)T 型電路達(dá)到諧振條件，即令電壓傳輸比與負(fù)載無(wú)關(guān)時(shí)，電壓傳遞比為

將圖4 中3 個(gè)T 型電路的參數(shù)代入式（4）和式（5），可得出此諧振電路的諧振條件及對(duì)應(yīng)的電壓傳遞比。所以第1 個(gè)頻率ω1的諧振條件為

與負(fù)載無(wú)關(guān)的電壓傳遞比為

同理，除了上述低階諧振電路組合，雙LCC 電路等效的高階電路也可重組為其他低階諧振電路組合?？紤]到元器件多而自由度多，采用原、副邊對(duì)稱的結(jié)構(gòu)，從而降低自由度，便于后續(xù)參數(shù)設(shè)計(jì)。最終選用圖6 和圖7 所示的諧振網(wǎng)絡(luò)來(lái)選定所需諧振頻率。

圖6 ω2 的諧振網(wǎng)絡(luò)Fig.6 Resonant network of ω2

圖7 ω3 的諧振網(wǎng)絡(luò)Fig.7 Resonant network of ω3

圖6 中，將原諧振網(wǎng)絡(luò)Csp與LLP重組為電容CpVV，與重組為電容C'sVV，可將原高階諧振網(wǎng)絡(luò)拆分為2 個(gè)T 型諧振電路的組合，分別計(jì)算其諧振條件以及電壓傳遞比，可以得出所需的第2 個(gè)諧振頻率ω2為

其與負(fù)載無(wú)關(guān)的電壓傳遞比為

圖7 中，將原諧振網(wǎng)絡(luò)Csp與LLP重組為電感LpVV，與重組為電感，同樣可將原高階諧振網(wǎng)絡(luò)拆分為2 個(gè)T 型諧振電路的組合，分別計(jì)算其諧振條件以及電壓傳遞比，可得出所需的第3 個(gè)諧振頻率ω3為

其與負(fù)載無(wú)關(guān)的電壓傳遞比為

至此，可以得到3FSK 所需的3 個(gè)諧振頻率，當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行于這3 個(gè)頻率時(shí)，系統(tǒng)效率達(dá)到最高，降低了系統(tǒng)的損耗。同時(shí)在設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)，將3 個(gè)電壓傳遞比皆設(shè)置為1，可以使系統(tǒng)在不同負(fù)載下達(dá)成恒壓輸出的目標(biāo)。在此前提下，功率載波信號(hào)及信息載波信號(hào)共用通道傳輸，傳輸至副邊時(shí)皆有功率支撐電路正常運(yùn)行，無(wú)需考慮信息載波信號(hào)的傳輸時(shí)長(zhǎng)，可保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

1.3 波形解調(diào)

通過(guò)上述分析，可以使電路通過(guò)3 種頻率的載波，為了將這些波形處理為電能分量和信息分量，需要對(duì)波形進(jìn)行調(diào)制。

近場(chǎng)磁耦合能量與信息同步傳輸一般采用數(shù)字調(diào)制來(lái)對(duì)信息進(jìn)行處理，即將二進(jìn)制數(shù)字序列映射成一組相應(yīng)的信號(hào)波形，這些信號(hào)波形可在幅值、頻率和相位等方面存在差異，通過(guò)這些差異特征來(lái)表示二進(jìn)制數(shù)據(jù)流并在物理信道上傳輸。

數(shù)字頻率調(diào)制即FSK，利用不同的載波頻率來(lái)傳遞數(shù)字消息，也是用所傳遞的數(shù)字消息來(lái)控制載波的頻率，是信息傳輸?shù)囊环N重要調(diào)制方式。其中，最廣泛使用的二進(jìn)制頻移鍵控2FSK，使用數(shù)字‘1’和‘0’來(lái)代表2 個(gè)不同頻率的載波，如圖8 所示。在解調(diào)時(shí)不需要恢復(fù)原本載波，就能夠?qū)崿F(xiàn)異步傳輸，實(shí)現(xiàn)方法較為簡(jiǎn)單。對(duì)于本文中出現(xiàn)的3 種頻率，可以用‘00’，‘01’和‘11’來(lái)分別代表3 種頻率的載波，如圖9 所示，其中Vp為接收端提取的電壓波形，Vsp為信息傳輸?shù)慕庹{(diào)電壓波形。

圖8 2FSK 調(diào)制Fig.8 2FSK modulation

圖9 3FSK 載波及對(duì)應(yīng)信號(hào)波Fig.9 Carrier wave and corresponding signal wave modulated by 3FSK

本文采用非相干調(diào)解法中的過(guò)零檢測(cè)法來(lái)解調(diào)波形，過(guò)零檢測(cè)法的基本思路為通過(guò)檢測(cè)調(diào)頻波的過(guò)零點(diǎn)數(shù)不同來(lái)分辨不同頻率的波形，頻率越高則過(guò)零點(diǎn)數(shù)量越多。

圖10 為過(guò)零檢測(cè)法的基本原理。3FSK 的調(diào)制信號(hào)經(jīng)過(guò)放大并限幅后，可由正弦波轉(zhuǎn)為方波即脈沖信號(hào)，再經(jīng)過(guò)微分和整流可得到正的窄脈沖信號(hào)，通過(guò)寬脈沖濾波器可將尖脈沖轉(zhuǎn)換成所設(shè)定寬度的脈沖信號(hào)，之后再通過(guò)低通濾波器LPF（low pass filter）得到脈沖信號(hào)的直流分量，根據(jù)脈沖信號(hào)的疏密即直流分量的大小，可以分辨出輸入信號(hào)頻率的高低，從而解調(diào)出數(shù)字信號(hào)“1”和“0”。

圖10 過(guò)零檢測(cè)法的基本原理Fig.10 Basic principle of zero-crossing detection method

2 仿真和實(shí)驗(yàn)

為達(dá)成三諧振頻率，設(shè)計(jì)的系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

表1 實(shí)驗(yàn)中系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)Tab.1 System parameters designed in experiment

以150 kHz 為第1 個(gè)諧振頻率，應(yīng)用于圖1 所示的變換拓?fù)洌O(shè)計(jì)出原電路的各個(gè)參數(shù)，可計(jì)算出另外2 個(gè)頻率分別為48.526 和177.584 kHz。當(dāng)運(yùn)用于實(shí)際應(yīng)用時(shí)，頻率不會(huì)如此精確，經(jīng)過(guò)Simulink 仿真可得，當(dāng)頻率處于所設(shè)定頻率左右的時(shí)候，輸出電壓波動(dòng)較為穩(wěn)定，可以采用這3 種頻率完成實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)采用的系統(tǒng)架構(gòu)如圖11 所示。

圖11 3FSK-SWPIT 系統(tǒng)架構(gòu)Fig.11 Architecture of 3FSK-SWPIT system

為了驗(yàn)證參數(shù)的可行性，先在Simulink 搭建仿真，其解調(diào)模塊仿真模型如圖12 所示，從負(fù)載ZL提取出的電壓可進(jìn)行2 次解調(diào)，在低通濾波器之后的比較模塊可以進(jìn)行ω1與ω2的比較以及ω2和ω3的比較，從而達(dá)成3 個(gè)頻率分別由 “00”、“01”和“11”表示。最終負(fù)載兩端的電壓波形及解調(diào)出的數(shù)字信號(hào)如圖13 所示。

圖12 3FSK 過(guò)零檢測(cè)法非相干解調(diào)仿真模型Fig.12 Simulation model of noncoherent demodulation with 3FSK zero-crossing detection method

圖13 仿真電壓波形及解調(diào)結(jié)果Fig.13 Voltage waveform and demodulation results of simulation

由圖13 可以看出，系統(tǒng)在3 種頻率下傳輸至接收側(cè)負(fù)載的電壓趨近于穩(wěn)定不變，驗(yàn)證了前文所提出的恒壓傳輸，使3 種頻率皆在諧振點(diǎn)，傳輸效率達(dá)到最高。之后通過(guò)解調(diào)，將3 種頻率分別映射為11、01、00，可用于后續(xù)的信息傳輸。

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖14 所示，圖中：連接線圈為初級(jí)電路和次級(jí)電路的串聯(lián)電感線圈（TX 線圈和RX 線圈）；初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)的并聯(lián)補(bǔ)償電感皆為平面線圈，用利茲線纏繞。

圖14 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.14 Experimental prototype

最終得到的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖15 和圖16 所示。圖15 顯示了3 個(gè)諧振點(diǎn)的暫態(tài)負(fù)載電壓波形，以時(shí)間t1與t2為分界線，分別為3 種頻率f1、f2、f3波形。由于頻率無(wú)法十分精確且電容在不同頻率下可能出現(xiàn)參數(shù)變化，波形會(huì)產(chǎn)生一定誤差，但如圖15所示，3 種頻率下的負(fù)載波形趨近于在同一幅值，即可驗(yàn)證上文所提出的結(jié)論。

圖15 負(fù)載兩端電壓波形Fig.15 Load voltage waveform

圖16 副邊LSS 流經(jīng)電流波形Fig.16 Current waveform of secondary-side LSS

圖16 為流經(jīng)副邊線圈LSS的電流波形。根據(jù)圖16（a）可以看出，電路在t1時(shí)刻流經(jīng)電流頻率由f1轉(zhuǎn)變?yōu)閒2，在t2時(shí)刻流經(jīng)電流頻率由f2轉(zhuǎn)變?yōu)閒3，因此3 種頻率皆能順利在電路原、副邊之間傳輸。根據(jù)圖16（b）～（d）可以看出f1、f2和f3分別為178.6、149.3 和49.0 kHz，皆為上述設(shè)定頻率參數(shù)的近似值，可驗(yàn)證本文參數(shù)設(shè)計(jì)的可實(shí)行性。

根據(jù)實(shí)驗(yàn)可以得出，在上文提出的理論基礎(chǔ)下，此結(jié)論可運(yùn)用于實(shí)際應(yīng)用，達(dá)到同一拓?fù)淇稍? 種頻率下恒壓傳輸?shù)男Ч?，最終3 種頻率可分別運(yùn)用于基礎(chǔ)電能傳輸、上行信息傳輸以及下行信息傳輸，且在信息傳輸過(guò)程中，可同時(shí)提供穩(wěn)定電能，保證電路正常運(yùn)轉(zhuǎn)，具有很強(qiáng)的實(shí)際應(yīng)用性。

3 結(jié)語(yǔ)

本文針對(duì)SWPIT 技術(shù)中存在的共享通道傳輸可用諧振頻率少的問(wèn)題，提出了一種基于雙LCC電路的3FSK 能量調(diào)制式三頻諧振SWPIT 技術(shù)。通過(guò)對(duì)雙LCC 電路拓?fù)涞姆治?，將其等效的高階網(wǎng)絡(luò)拆分為低階T 型網(wǎng)絡(luò)的組合，并通過(guò)T 型網(wǎng)絡(luò)的諧振條件，反推出適用于雙LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率。為了達(dá)成恒定電壓輸出，本文將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電壓傳遞比設(shè)定為1，確保了在傳輸信息時(shí)也可保證電路的功率運(yùn)行需求。通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)可見(jiàn)，所設(shè)計(jì)的參數(shù)可以使雙LCC 電路在3 種頻率下正常運(yùn)作且電能與信號(hào)皆能傳遞至副邊，副邊負(fù)載兩端的電壓恒定，實(shí)現(xiàn)了恒電壓輸出，驗(yàn)證了本文所提三諧振SWPIT 技術(shù)的可行性。