房遠勇 ,張 健 ,吳 健 ,楊克辛

(1.北京強度環(huán)境研究所,北京 100076;2.北京航天長征飛行器研究所,北京 100076)

1 引言

振動測量簡化電荷型變換器由于體積大、電路復雜等原因逐漸處于淘汰的邊緣,為了對壓電類傳感器進行電氣測量,壓電傳感器內(nèi)置電路應用日漸普及。壓電傳感器內(nèi)置變換電路是將壓電類傳感器電荷輸出變換為電壓輸出,減小傳感器輸出阻抗,方便后端設備電信號傳輸。壓電傳感器內(nèi)置變換電路在振動類傳感器中應用較為普遍。沖擊類壓電傳感器以電荷輸出為主,主要是由于外部沖擊對電路特性影響較大。壓電傳感器內(nèi)置電路在承受沖擊時會出現(xiàn)各種異常輸出,如信號失真、輸出信號阻塞等,無法滿足使用。雖然沖擊傳感器屬于振動類傳感器的一種,但又與普通的振動類壓電傳感器具有較大區(qū)別。首先,沖擊傳感器測量的沖擊信號頻譜成分豐富,各個頻段信號都夾雜在沖擊信號當中,對變換電路要求較為苛刻;其次,沖擊傳感器在承受沖擊時,傳感器芯體輸出容易出現(xiàn)零漂,且造成零漂的因素眾多。通過比較兩大類壓電傳感器內(nèi)置變換電路,選擇合適的變換電路用于沖擊類壓電傳感器,最終實現(xiàn)沖擊測量[1-3]的簡化。

2 沖擊測量影響因素

多次飛行遙測數(shù)據(jù)表明,現(xiàn)有箭上高量級沖擊環(huán)境測量時,存在時域信號零漂等失真現(xiàn)象,如圖1所示,無法依據(jù)其制修訂力學試驗條件,給飛行可靠性帶來隱患。同時,在總體隨機振動試驗條件制定方面,依據(jù)傳統(tǒng)頻域處理方法得到的功率譜密度曲線制定單機試驗條件,其量級和嚴酷度高于真實飛行環(huán)境的數(shù)倍甚至數(shù)十倍,存在“過試驗”考核,此問題存在于多個型號中。

圖1 沖擊測量中的零漂現(xiàn)象Fig.1 Zero drift in shock tests

針對箭上高量級沖擊環(huán)境測量失真及部分頻段高頻隨機試驗條件包絡過于嚴苛的問題,有必要探索先進的飛行振動環(huán)境動態(tài)效應模擬技術來解決困擾多個型號“測不準”或“過試驗”的共性技術難題,降低單機研制難度,合理釋放總體設計余量,大幅提升總體力學條件制定的核心能力水平。同時,目前箭上高量級沖擊測量均采用傳感器和變換器分開設計,使得整個沖擊測量過程附加質(zhì)量過大,整個測量鏈條冗長,簡化沖擊測量過程的問題亟待解決。

在實際應用中,零漂往往是多種因素共同作用的結果,為了降低零漂的影響,所有的因素都必須考慮到,這些因素主要有:

(1)敏感材料的過應力。由于壓電加速度計通常在諧振時具有較大的增益,對高沖擊輸入的諧振響應將導致過大的應力,超出極限的應力將導致磁疇的改變,繼而導致零漂。低矯頑磁力材料在經(jīng)受較大沖擊或瞬態(tài)溫度變化時,磁場較易發(fā)生變化并導致零漂。試驗表明:磁疇的方向將隨著應力、電磁場及溫度的改變而達到新的平衡。

(2)元件的物理移動。沖擊加速度計的結構通常有兩種,如圖2 所示。圖2(a) 為壓縮型沖擊加速度計,這類加速度計需要預載荷以產(chǎn)生線性輸出。當應力超出預壓力時,慣性質(zhì)量塊與壓電晶體的連接之間將產(chǎn)生微小的移動,這種滑動將導致零漂;而當有側向沖擊力作用時,這種壓縮型結構出現(xiàn)零漂的問題將更為嚴重。圖2(b)為環(huán)形剪切型的沖擊加速度計,這種結構無需預載荷,抗環(huán)境干擾(主要指瞬變溫度)能力強,傳感器結構緊湊、尺寸小。

圖2 壓電傳感器結構類型Fig.2 Structure types of piezoelectric sensors

(3)電纜噪聲。由于高阻抗加速度計輸出的電荷信號較弱,因而容易受到干擾,而同軸電纜本身也會對零漂帶來影響,質(zhì)量較差的電纜在承受高沖擊時,彎曲拉伸的靜電摩擦效應會產(chǎn)生大量偽噪聲。

(4)基座應變。壓縮型的加速度計往往具有較大的基座應變靈敏度,除了有直接的基座應變輸出外,由于微應變可以導致預載荷的改變,繼而導致內(nèi)部元件的移動而產(chǎn)生一定的零漂。相比之下,壓縮型加速度計受到基座應變的影響比剪切型更大。

(5)低頻響應特性。零漂也可能出自電荷放大器,低頻響應不足將導致無法準確再現(xiàn)原始沖擊脈沖。當時間常數(shù)RC對脈沖寬度之比減小時,幅值響應會出錯,后瞬態(tài)偏移就會很明顯[4]。這種偏移與施加的脈沖極性相反,此類型的零漂常發(fā)生在低頻信號測試中,如圖3(a)所示。

圖3 沖擊傳感器輸出異常信號Fig.3 Abnormal outputs of shock sensors

(6)信號調(diào)理電路過載,沖擊信號中可能包含高于測試系統(tǒng)(包括傳感器)頻帶的信號,這種信號將造成電荷放大器過載,且該問題隨著加速度計的諧振而更為嚴重,如圖3(b)所示。

低頻失直和信號調(diào)理過載是壓電傳感器內(nèi)置變換電路必須解決的關鍵問題。內(nèi)置變換電路設計要求在簡化測量系統(tǒng)的前提下優(yōu)化變換特性,減小電路變換特性對測量的影響。

3 沖擊傳感器內(nèi)置電荷型變換電路存在的問題

電荷型變換電路在壓電振動傳感器中被廣泛采用。電荷型變換電路適合作為電容信號源的適調(diào)電路,而低于諧振頻率工作的壓電傳感器就是典型的電容信號源[5],FET(Field Effect Transistor,場效應晶體管)和BJT(Bipolar Junction Transistor,全稱雙極性結型晶體管)組成的變換電路如圖4所示。

圖4 FET-BJT 電荷型變換電路的基本結構Fig.4 Structure of FET-BJT charge conversion circuit

電荷變換電路如圖5 所示,通過調(diào)整反饋電容Cf的大小來調(diào)整壓電傳感器內(nèi)置傳感器輸出的靈敏度。i(t)為壓電傳感器輸出電荷產(chǎn)生的等效電流,Rf是壓電傳感器內(nèi)置放大電路反饋電阻,Rf=Rb·為相應電阻。

圖5 電荷變換電路等效圖Fig.5 Equivalent diagram of charge conversion circuit

傳感器輸出范圍為±5 V,沖擊壓電傳感器電荷靈敏度約為(0.01～0.5) pC/g,反饋電容與傳感器電荷靈敏度關系如表1 所示,反饋電容取值區(qū)間約為102～103pF。

表1 反饋電容與沖擊傳感器靈敏度關系表Tab.1 Relationship between feedback capacitance and sensitivity of shock sensor

Rf和Cf決定了時間常數(shù)衰減τf的速率,增大時間常數(shù)可以對減慢電荷泄露的速率和避免測量引起的誤差起到一定的作用。通過對表1 分析可知,反饋電容直接與傳感器輸出靈敏度相關,因此只能通過增大Rf保證測量準確度[6,7]。

以100 000g沖擊傳感器為例,當電荷靈敏度為0.01 pC/g時,輸出電壓為0.05 mV/g,根據(jù)沖擊傳感器頻響要求5%偏差頻率范圍為10 Hz～10 kHz,要求低頻3 dB 截止頻率fL-3dB為2.5 Hz,即低頻3 dB截止頻率是5%低頻截止頻率的1/4[8]。

圖6 半正弦沖擊時域衰減波形Fig.6 Time domain wave of half sine shock

圖7 變換電路低頻特性導致的零漂Fig.7 Zero drift from low frequency characteristic of conversion circuit

4 沖擊傳感器內(nèi)置電壓變換電路設計

壓電傳感器內(nèi)置電壓變換電路是將壓電元件作為電壓源,將壓電元件電壓信號轉換為可供單線制輸出的電壓電信號,供后端采集器進行數(shù)據(jù)采集。采用JFET(Junction Field-Effect Transistor,結型場效應晶體管)作為關鍵元件實現(xiàn)電壓變換電路,JFET 的柵極上沒有電流流過,可認為漏極電流id與源極電流is大小完全相等,如圖8 所示,其中,Δvi為壓電敏感芯體輸出電荷作用于自身電容后產(chǎn)生的電壓,RS為JFET 管漏極端的限流電阻。

圖8 JFET 壓控電流電路Fig.8 JFET voltage controlled current circuit

壓電傳感器輸出電荷作用于晶體自身形成電壓Δvi,電壓輸入到JFET 電路柵極端改變Δis進而改變恒流源電壓大小,達到電壓輸出效果?；贘FET 應用于壓電類傳感器的電壓放大電路時,壓電傳感器本身可以等效于電容與電荷源并聯(lián),如圖9所示。

圖9 JFET 電壓變換電路Fig.9 JFET voltage conversion circuit

JFET 輸入電壓為Vin,是壓電傳感器產(chǎn)生電荷Q與壓電材料自身電容C的比值,即Vin=Q/C。傳感器電荷與自身電容之間的關系往往導致Vin大于沖擊傳感要求的電壓輸出靈敏度,如表2 所示。為了減小傳感器電壓輸入,通過壓電傳感器輸出端并聯(lián)電容Cc來縮小輸入電壓,如圖9 所示。對于常規(guī)基于JFET 電壓放大電路,需要在柵極輸入端進行電容隔直,壓電傳感器壓電晶體片具有電容特性,因此在柵極接入端不存在直流電壓成分,省略掉隔直電容,很大程度上簡化了電路的復雜程度。

表2 壓電晶體輸出電荷與輸出電壓關系Tab.2 Relationship between output charge and output voltage of piezoelectric crystals

內(nèi)置完整電壓變換電路如圖10 所示,在保證電路正常工作狀態(tài)基礎上,能夠有效對傳感器輸出的電壓信號進行變換輸出,避免變換電路導致的沖擊傳感器輸出基線漂移。沖擊傳感器信號輸出特性與自身電容、自身電阻等物理特性相關,電壓變換電路能夠很好地還原傳感器自身特性。

用FET-BJT 直接耦合原理很難在兩線制系統(tǒng)中實現(xiàn)電壓放大,所以電壓放大器實際是電壓增益Gv≤1源極跟隨器電路。第一級采用n 溝道的JFET或者p 溝道的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,金氧半場效晶體管),輸出級可以是NPN 三極管或者PNP 三極管雙極型晶體管[12,13]。

電壓放大器的增益Gv取決于電容分壓比QPE/(C1+CPE)和源極跟隨器的固有增益GSF。改變電壓放大器輸入端電容C1,調(diào)整傳感器的靈敏度,電路中C1可以為0。由R1和C1組成的輸入電路構成低通濾波器,可用于補償壓電傳感器諧振形成的幅頻特性曲線在高頻段的上升趨勢,當諧振頻率遠高于加速度計工作頻帶的上限轉折頻率時,電阻R1可以省略。

電阻Rb和分壓電阻R2、R1的作用同樣是直流負反饋,提供與輸出偏置電壓相關的FET 偏置電壓。通常,由于同一型號FET 的參數(shù)存在一定的離散性,同樣可以通過改變R2和R3的阻值調(diào)整每個具體電路的輸出偏置電壓。

Gv與(C1/CPE)以及GSF的關系為

GSF＜1,因此Gv＜1。實際上,如果選用輸入電容很小的FET,且C1=0,GSF≈1,則最大增益值Gvmax=1。

電壓放大器幅頻響應特性-3dB 下限轉折頻率fL-3dB取決于電容C1+CPE和放大器的輸入電阻Rin,即

電壓放大器幅頻響應特性-3dB 高頻上限轉折頻率fU-3dB與電阻R1和電容C1CPE/(C1+CPE)的關系為

在f≤fU-3dB的低頻范圍,幅頻響應AR1(ω)和相頻響應PR1(ω)分別為

在公式(8)中,Gv與公式(4)對應的源極跟隨器或集成運算放大器構成的電壓放大器增益在f≥3fL-3dB的高頻范圍,電壓放大器頻率響應表達式分別為

以100 000g沖擊傳感器為例來計算電壓變換電路具體參數(shù)。其中,QPE=0.01pC/g,CPE=110 pF,GSF=0.95,C1=80 pF,Rb=500 MΩ,R1=20 kΩ,R2=100 kΩ,R3=25 kΩ。計算傳感器電壓靈敏度S=≈0.05mV/g,根據(jù)公式(5)和(7)得出fL-3dB≈1.6 Hz,fU-3dB≈173 kHz。解算結果可知,在5%頻率偏差范圍fL-5%=4.5 Hz,fU-5%≈43.25 kHz。電壓型放大電路高頻響應可以通過調(diào)節(jié)R1大小進行調(diào)整,通過縮小R1,電壓變換電路高頻特性將成倍提高?；陔妷盒蛢?nèi)置變換電路的沖擊傳感器高頻響應特性可以優(yōu)于電荷型沖擊傳感器[14]。

壓電傳感器電壓放大區(qū)變換電路如圖11 所示,變換電路特性主要取決于PE 傳感器內(nèi)部特性,電壓放大電路不存在電荷放大電路中反饋電容和反饋電阻的限制,對于沖擊類高頻輸入信號具有剛好的適應性。壓電傳感器自身電阻約為1 012 Ω,電容約為102～103pF,電壓放大電路中k值相較于電荷放大電路下降了3 個數(shù)量級,基線偏移以相同數(shù)量級下降[15]。

圖11 電壓變換電路等效圖Fig.11 Equivalent diagram of voltage conversion circuit

電壓變換電路只對壓電傳感器電壓信號進行放大且為同向放大電路,等效于基于運放的同向放大電路。根據(jù)公式(9)電壓放大變換電路的放大倍數(shù)約為1,與如圖11 所示的電路電壓放大特性近似。

5 沖擊傳感器內(nèi)置電壓變換電路實現(xiàn)及性能測試

根據(jù)理論基礎對沖擊傳感器內(nèi)置電壓變換電路進行電路設計,第一級采用n 溝道JFET,輸出級采用NPN、PNP 雙極型晶體管組合形成電路。電路實現(xiàn)如圖12(a)所示,傳感器實現(xiàn)如圖12(b)所示。由于影響傳感器性能的因素較多,圖12 所示的傳感器是在北京強度環(huán)境研究所研制的6176 型10 萬g沖擊傳感器改型實現(xiàn)。6176 型沖擊傳感器能夠測量10 萬g以內(nèi)沖擊型號,較大限度上抑制了零漂的形成。改型后,沖擊傳感器在性能驗證時,能夠避免傳感器特性偏差影響對內(nèi)置變換電路性能的判斷。

圖12 電壓變換電路及傳感器Fig.12 Voltage conversion circuit and shock sensor

通過傳感器與激光測振儀輸出進行對比,獲取傳感器在使用頻段內(nèi)傳遞特性。激光與沖擊傳感器沖擊響應譜對比,如圖13 所示,各個頻段范圍內(nèi)傳感器輸出與激光輸出在3 dB 容差線以內(nèi),并能很好地反應衰減趨勢。測試試驗證明內(nèi)置變換電路具有很好的頻率傳遞特性。

圖13 沖擊響應譜對比曲線Fig.13 Comparison curve of shock response spectrum

內(nèi)置變換電路的沖擊傳感器于北京航天計量測試技術研究所進行線性度標定,如表3 所示,在50 000g范圍內(nèi)傳感器最大偏差為6.51%,線性度滿足GB/T 13823.20-2008 要求。標定結果顯示內(nèi)置電壓變換電路符合國標要求,能夠滿足沖擊試驗對傳感器的線性度要求。

表3 內(nèi)置電壓變換電路傳感器靈敏度標定結果Tab.3 Sensitivity calibration results of built-in voltage conversion circuit sensor

對內(nèi)置變換電路沖擊傳感器進行爆炸沖擊測試,測試時域輸出如圖14 所示,沖擊量級達到60 000g以上沖擊信號未見明顯零漂現(xiàn)象,試驗證明內(nèi)置電壓變換電路能夠響應整個沖擊過程,未出現(xiàn)低頻失真以及信號調(diào)理過載。

圖14 內(nèi)置電壓變換沖擊傳感器時域輸出Fig.14 Time domain curve of built-in voltage conversion shock sensor

6 結束語

在設計沖擊傳感器內(nèi)置變換電路時,應盡量避免電路產(chǎn)生低頻失真、信號調(diào)理過載等問題。電荷變換電路受傳感器內(nèi)部反饋電容限制,不能隨意調(diào)整,反饋電阻受內(nèi)置電路體積限制,阻值不能選取較大的阻值,電荷變換電路容易產(chǎn)生低頻失真以及信號調(diào)理過載的問題,導致其不適合作為沖擊傳感器內(nèi)置變換電路。電壓反饋電路是電壓變換原理,輸出靈敏度可以與壓電傳感器并聯(lián)電容的方式進行調(diào)整,且壓電傳感器自身內(nèi)阻較高,電壓變換電路傳遞特性相對于電荷變換電路具有數(shù)量級提升。通過電路特性分析以及內(nèi)置電壓變換電路傳感器特性測試,驗證了內(nèi)置電壓變換電路沖擊傳感器能夠滿足沖擊測試需求。