陳章霖 謝洋洋 王 淵 劉 昊 史榮斌 馬國明

基于雙鑒相器相位解調(diào)的光纖干涉型局放超聲傳感方法

陳章霖 謝洋洋 王 淵 劉 昊 史榮斌 馬國明

（新能源電力系統(tǒng)全國重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)） 北京 102206）

光纖外差干涉?zhèn)鞲休敵鲂盘?hào)頻率為百兆赫茲量級(jí)，傳統(tǒng)軟件解調(diào)方法采樣設(shè)備成本高、數(shù)據(jù)量大、實(shí)時(shí)性差，制約了該技術(shù)在局部放電超聲傳感的廣泛應(yīng)用。該文提出了一種基于雙鑒相器協(xié)同工作的相位硬件解調(diào)方法，降低了系統(tǒng)采樣率、減少了采集數(shù)據(jù)量、實(shí)現(xiàn)了實(shí)時(shí)解調(diào)，相比傳統(tǒng)微分-交叉相乘軟件解調(diào)方法快1 124倍。分析了低頻載波幅值和采樣精度對(duì)測量結(jié)果的影響，實(shí)現(xiàn)了0.005°的相位最低檢測下限。搭建光纖超聲傳感平臺(tái)，開展了對(duì)比試驗(yàn)，結(jié)果表明，該文所提相位解調(diào)方法線性擬合度達(dá)到0.999，信噪比較傳統(tǒng)微分-交叉相乘解調(diào)方法高15 dB，檢測下限拓展58%，為局部放電超聲傳感提供了一種高信噪比、低檢測下限、實(shí)時(shí)檢測的相位解調(diào)方法。

相位解調(diào) 光纖傳感 局部放電 外差干涉 超聲檢測

0 引言

變壓器狀態(tài)實(shí)時(shí)監(jiān)測對(duì)于電力系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運(yùn)行至關(guān)重要。光纖傳感憑借其良好的絕緣性能、抗電磁干擾等優(yōu)點(diǎn)廣泛應(yīng)用于變壓器等電力設(shè)備狀態(tài)監(jiān)測中[1-5]。其中，基于外差干涉型的光纖傳感技術(shù)利用光學(xué)移頻器將頻率較低的待測信號(hào)載波于高頻調(diào)制信號(hào)中，有效地克服了干涉信號(hào)相位衰落問題，抑制了光強(qiáng)波動(dòng)、環(huán)境擾動(dòng)等因素的影響，具有高靈敏度、低檢測下限等優(yōu)點(diǎn)[6]。局部放電（簡稱“局放”）是設(shè)備絕緣狀況的重要表征[7-9]。因此，該技術(shù)在光纖變壓器局放超聲檢測等場景中的應(yīng)用逐漸增多[10-12]。

針對(duì)外差干涉型的光纖傳感技術(shù)，其相位解調(diào)方法主要有微分-交叉相乘（Differential Cross Multiplying, DCM）算法和反正切算法。He Haijun等[13]基于雙波長探頭來提高相位敏感光時(shí)域反射儀（Phase-sensitive Optical Time Domain Reflectometer,-OTDR）中應(yīng)變測量的動(dòng)態(tài)范圍，其中利用聲光調(diào)制器（Acousto-Optic Modulator, AOM）移頻實(shí)現(xiàn)外差干涉，并采用反正切算法進(jìn)行相位解調(diào)。由于AOM移頻量為數(shù)十兆赫茲甚至數(shù)百兆赫茲，需使用更高的采樣率進(jìn)行干涉信號(hào)采集，極大地增加了對(duì)數(shù)據(jù)采集設(shè)備性能的要求，并使數(shù)據(jù)量激增，計(jì)算負(fù)擔(dān)增大，難以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的實(shí)時(shí)解調(diào)。于是，Jiang Fei等[14]提出使用欠采樣理論以減少對(duì)高采樣率的需求，并使用71 MS/s的采樣率實(shí)現(xiàn)了對(duì)200MHz干涉信號(hào)的正確解調(diào)，但檢測下限性能嚴(yán)重不足，無法用于微小相位變化檢測。目前，關(guān)于外差干涉的相位軟件解調(diào)方法的研究多集中于動(dòng)態(tài)范圍性能[15-16]，針對(duì)最低檢測下限（Minimum Detectable Limit, MDL）性能的研究較少。然而，局放超聲檢測中待測相位信號(hào)大小僅為10-3rad量級(jí)[11,17]，這對(duì)外差干涉相位解調(diào)方法最低檢測下限提出了更高要求。

本文開展了硬件解調(diào)方法研究，試圖將高頻率的干涉信號(hào)經(jīng)硬件解調(diào)后輸出頻率較低的相位信號(hào)，從而避免軟件解調(diào)中高采樣率引起的相關(guān)問題。Yao Chenyu等[18]利用Mach-Zehnder外差干涉測量空心反諧振光纖內(nèi)的光熱誘導(dǎo)相位變化以檢測氣體濃度，其采用混頻器將頻率為70MHz的干涉信號(hào)降頻至200kHz后，再串聯(lián)兩個(gè)鎖相放大器進(jìn)行解調(diào)，將采樣率降低至800kS/s，但是解調(diào)設(shè)備繁雜。鑒相器憑借體積小、集成度高、能實(shí)現(xiàn)寬頻帶信號(hào)的相位解調(diào)等優(yōu)點(diǎn)，在微波、生物等領(lǐng)域應(yīng)用較多[19-22]。如Y. Mohamadou等[19]利用鑒相器作為生物阻抗譜的相位檢測裝置，實(shí)現(xiàn)了低成本、便攜的生物阻抗譜系統(tǒng)；J. M. Vieira等[20]使用利用鑒相器構(gòu)成微波矢量比較器的相控陣列，相位檢測精度為2.0°；Chen Zhao 等[21]利用鑒相器檢測離子回旋共振加熱系統(tǒng)天線電流帶之間的相位差，實(shí)現(xiàn)了 ±0.5°的相位檢測精度。然而，上述研究的相位檢測精度不足，難以對(duì)電力設(shè)備故障誘發(fā)傳感光信號(hào)中微小相位變化進(jìn)行準(zhǔn)確檢測。

本文提出了一種基于雙鑒相器的外差干涉相位解調(diào)方法，并對(duì)該方法的檢測下限、線性度等關(guān)鍵性能進(jìn)行研究。在此基礎(chǔ)上，搭建了馬赫曾德爾干涉（Mach-Zehnder Interferometer, MZI）超聲傳感平臺(tái)，開展局放超聲信號(hào)檢測，并利用該相位解調(diào)方法對(duì)超聲信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理。

1 相位解調(diào)方法

1.1 單片鑒相器非線性誤差分析

鑒相器的相位輸出端電壓信號(hào)大小與待測信號(hào)和參考信號(hào)間的相位差對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖1所示，其解調(diào)相位輸出帶寬可達(dá)30MHz，滿足電力設(shè)備局放超聲信號(hào)傳感需求[20]。

圖1 鑒相器相位電壓輸出特性曲線

目前鑒相器在應(yīng)用中存在如下問題：當(dāng)相位差在0°與180°附近時(shí)，輸出電壓大小與相位差呈非線性關(guān)系。若待測相位位于非線性區(qū)，將極大地影響相位檢測的準(zhǔn)確性。

對(duì)于光纖局放傳感，設(shè)待測光纖輸出信號(hào)為S，用于解調(diào)的參考信號(hào)為R，它們可以分別表示為

式中，1和2分別為待測信號(hào)和參考信號(hào)幅值；1和2分別為待測信號(hào)和參考信號(hào)頻率；()為待測相位信號(hào)，其幅值和頻率分別為和0，即()=cos(20)；0為參考信號(hào)初始相位。

若待測信號(hào)S和參考信號(hào)R頻率相等，即1=2，則兩輸入信號(hào)間的相位差可表示為

1）當(dāng)0位于相位電壓輸出特性曲線的線性區(qū)，系統(tǒng)可以正常工作。鑒相器輸出電壓波形與()同頻率，如圖1實(shí)線所示，可表示為

式中，K為相位測量比例系數(shù)，mV/(°)；CP為鑒相器內(nèi)部引入的幅值為900mV的偏移電壓。

2）當(dāng)0位于相位電壓輸出特性曲線的非線性區(qū)，則相位測量比例系數(shù)減小，使得輸出電壓波形幅值衰減，甚至出現(xiàn)波形畸變，如圖1虛線所示。

因此，使Δ()避開相位電壓輸出特性曲線非線性區(qū)對(duì)待測相位信號(hào)()的準(zhǔn)確解調(diào)至關(guān)重要。

在實(shí)際中，待測信號(hào)S和參考信號(hào)R的頻率難以實(shí)現(xiàn)絕對(duì)相等，即1≠2，則兩輸入信號(hào)間的相位差為

式中，Δ為頻率差，Δ=1-2。由于頻率差Δ的存在，相位差Δ()中引入了2πΔ，導(dǎo)致Δ()隨時(shí)間的增長而不斷增大。因此，Δ()必將經(jīng)過相位電壓輸出特性曲線的非線性區(qū)域，嚴(yán)重影響相位解調(diào)的準(zhǔn)確性。

為更直觀地分析非線性區(qū)對(duì)相位測量的影響，開展仿真計(jì)算，設(shè)待測信號(hào)S和參考信號(hào)R的頻率差Δ為10Hz，待測相位信號(hào)()為頻率2kHz、幅值10°的正弦波。兩輸入信號(hào)間的相位差隨時(shí)間變化如圖2a所示，此時(shí)鑒相器輸出信號(hào)波形如圖2b所示，可認(rèn)為該波形以鑒相器相位電壓特性曲線作為低頻載波，并疊加了高頻待測相位信號(hào)()。為更好地觀察2kHz的待測相位信號(hào)，對(duì)圖2b的波形進(jìn)行帶通濾波，得到波形如圖2c所示，可見在相位電壓特性曲線的非線性區(qū)，待測相位信號(hào)幅值出現(xiàn)了明顯衰減和畸變。

圖2 單片鑒相器相位解調(diào)局限性

1.2 雙鑒相器解調(diào)硬件部分

為解決單片鑒相器相位解調(diào)在非線性區(qū)域出現(xiàn)信號(hào)的衰減、畸變，進(jìn)而影響相位檢測準(zhǔn)確性的問題，本文提出了一種雙鑒相器協(xié)同工作方法，補(bǔ)償非線性區(qū)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)微小相位信號(hào)的快速、準(zhǔn)確測量。

雙鑒相器相位解調(diào)方法原理示意圖如圖3a所示，將待測信號(hào)分為兩路，分別輸入兩塊鑒相器的輸入端。同時(shí)，將參考信號(hào)分為兩路，其中一路信號(hào)移相90°，兩路信號(hào)分別輸入兩塊鑒相器的另一輸入端。此時(shí)，雙鑒相器協(xié)同工作的相位電壓特性曲線如圖3b所示。兩鑒相器輸出信號(hào)相位相差90°，實(shí)現(xiàn)了兩鑒相器輸出信號(hào)1、2的線性區(qū)與非線性區(qū)相互錯(cuò)開。鑒相器輸出波形如圖4所示，當(dāng)其中一個(gè)鑒相器處于非線性工作狀態(tài)時(shí)，另一個(gè)則處于線性工作狀態(tài)，進(jìn)而提供精準(zhǔn)可靠的相位信號(hào)輸出。但受制于鑒相器輸出信號(hào)中低頻載波幅值（0～1.8 V）較大，采集卡量程遠(yuǎn)大于目標(biāo)相位電壓響應(yīng)幅值（0～15 mV），相對(duì)地就大幅降低了對(duì)相位電壓響應(yīng)的采集精度，使得波形呈“平臺(tái)”式變化，如圖4a所示。

圖3 雙鑒相器相位解調(diào)方法

圖4 鑒相器輸出波形

為了提高相位檢測精度，在鑒相器輸出端串聯(lián)帶通濾波器。帶通濾波器將低頻載波濾除而保留微小高頻相位電壓信號(hào)，從而減小量程以提高采樣精度。當(dāng)待測信號(hào)相位調(diào)制深度為0.1°時(shí)，采用圖3方案可實(shí)現(xiàn)相位電壓響應(yīng)波形的準(zhǔn)確采集，輸出波形如圖4b所示，不再出現(xiàn)“平臺(tái)”式變化。后續(xù)實(shí)驗(yàn)分析均基于上述硬件方案進(jìn)行。

1.3 雙鑒相器解調(diào)軟件算法

信號(hào)處理過程中的部分信號(hào)如圖5所示。從圖5a可知，兩信號(hào)波形均存在幅值突然減小的非線性區(qū)，但兩信號(hào)間線性區(qū)和非線性相互錯(cuò)開。因此，兩信號(hào)間可以相互補(bǔ)償對(duì)方非線性區(qū)而獲得平穩(wěn)的波形。根據(jù)上述思路，提出如圖6所示算法流程進(jìn)行信號(hào)處理。

圖5 信號(hào)處理

圖6 算法流程

1）圖5a中，兩信號(hào)均出現(xiàn)了不同程度的直流偏置。因此，對(duì)兩信號(hào)進(jìn)行帶通濾波處理，獲得信號(hào)bp和bp，如圖5c所示，帶通濾波可基本消除兩信號(hào)的直流偏置。

2）獲取信號(hào)、的上包絡(luò)曲線A、B，如圖5c中虛線所示。在包絡(luò)曲線波谷處，波形具有較多毛刺，若直接進(jìn)行尋峰處理，難以確定波谷的中心位置，因此還需要對(duì)其進(jìn)行平滑處理。

3）對(duì)包絡(luò)曲線作平滑處理，獲得信號(hào)A、B，如圖5c中所示。平滑處理后的曲線波谷極小值處即為非線性區(qū)的中心位置。

4）確定待補(bǔ)償信號(hào)潛在非線性區(qū)位置p。采用尋峰算法獲得待補(bǔ)償信號(hào)包絡(luò)-平滑曲線波谷極小值處位置p，如圖5c中米字符所示，并確定每個(gè)波谷的半高寬（Full Width at Half Maximum, FWHM）。當(dāng)前存在較多的誤識(shí)別點(diǎn)。

5）排除潛在非線性區(qū)位置p中的誤識(shí)別點(diǎn)，獲得非線性區(qū)位置i。對(duì)非線性區(qū)潛在位置p進(jìn)行判別，若滿足式（6）則確認(rèn)p處為非線性區(qū)。

式中，rms(bp)為信號(hào)bp的方均根值。滿足式（6）的潛在非線性區(qū)位置p被保留為非線性區(qū)位置i，如圖5c中圓圈所示。

6）確認(rèn)非線性補(bǔ)償區(qū)域c。對(duì)于i左右各1.5倍半高寬范圍內(nèi)滿足A(i)≤B(i)的區(qū)域認(rèn)為是待補(bǔ)償信號(hào)的非線性補(bǔ)償區(qū)域c。在非線性補(bǔ)償區(qū)域?qū)⒋a(bǔ)償信號(hào)各點(diǎn)bp(c)替換成另一信號(hào)的對(duì)應(yīng)點(diǎn)bp(c)，從而獲得平穩(wěn)波形，如圖5b所示。

2 雙鑒相器解調(diào)方法性能測試

對(duì)上述雙鑒相器相位解調(diào)方法進(jìn)行性能測試。對(duì)不同相位調(diào)制深度（0°～1°）的待測信號(hào)進(jìn)行相位解調(diào)，進(jìn)而分析信噪比（Signal-to-Noise Ratio, SNR）、線性度、檢測下限等性能參數(shù)。

使用任意信號(hào)發(fā)生器（Arbitrary Waveform Generator, AWG）作為待測信號(hào)和參考信號(hào)的信號(hào)源。所使用的信號(hào)發(fā)生器相位調(diào)制的最小可調(diào)精度為0.001°（約為0.017 mrad），滿足本文對(duì)10-3rad量級(jí)相位信號(hào)的檢測需求。待測信號(hào)由AWG1產(chǎn)生，頻率設(shè)置為100 MHz，峰-峰值為200 mV，相位調(diào)制頻率為20kHz。待測信號(hào)經(jīng)功分器分為兩路，并分別輸入至兩塊鑒相器。參考信號(hào)由AWG2產(chǎn)生，頻率設(shè)置為100 MHz，峰-峰值為200mV，并分別將AWG2通道1、2初始相位設(shè)置為0°和90°后輸入兩塊鑒相器的參考信號(hào)端口。兩塊鑒相器相位輸出端各串聯(lián)一個(gè)帶通濾波器。兩帶通濾波器輸出信號(hào)分別經(jīng)16位數(shù)據(jù)采集卡采集，采集卡的量程為±0.2 V，采樣率為85 kHz，采樣時(shí)間為1 s。

2.1 信噪比

以相位調(diào)制深度為0°時(shí)的輸出信號(hào)噪聲作為系統(tǒng)參考噪聲水平。雙鑒相器相位解調(diào)方法功率譜如圖7所示，可見，系統(tǒng)噪聲水平約為-70 dB。取相位調(diào)制深度分別為0.005°、0.01°、0.05°和0.1°時(shí)的輸出信號(hào)進(jìn)行功率譜分析，可見在20 kHz處均有明顯信號(hào)峰值。不同調(diào)制深度下輸出信號(hào)的信噪比為

式中，USig、UN分別為信號(hào)、噪聲幅值，V；Speak、Snoise分別為功率譜中信號(hào)峰值大小和噪聲水平，dB。

2.2 線性度

為分析雙鑒相器相位解調(diào)方法線性度，設(shè)置不同幅值的相位調(diào)制深度，其中在0.01°～0.1°范圍內(nèi)每隔0.01°設(shè)置一個(gè)測點(diǎn)，在0.1°～1°范圍內(nèi)每隔0.1°設(shè)置一個(gè)測點(diǎn)。每個(gè)測點(diǎn)分別測量10次，取10次測量的平均值作為該測點(diǎn)的相位解調(diào)結(jié)果。對(duì)所有解調(diào)結(jié)果進(jìn)行線性擬合，結(jié)果如圖8所示。圖中，誤差棒表示每個(gè)測點(diǎn)的95%置信區(qū)間。本組數(shù)據(jù)的線性擬合度2=0.999，說明雙鑒相器相位解調(diào)方法在0.01°～0.1°的范圍內(nèi)具有良好的相位-電壓線性響應(yīng)。線性擬合直線的表達(dá)式為

式中，UO為輸出電壓幅值，mV；φm為待測信號(hào)相位調(diào)制深度(°)。

2.3 檢測下限

從圖8中可看出，當(dāng)待測信號(hào)相位調(diào)制深度為0.01°～0.1°時(shí)，每個(gè)測點(diǎn)的95%置信區(qū)間都未出現(xiàn)相互重疊現(xiàn)象。因此，可認(rèn)為該相位解調(diào)方法的最小相位分辨率可達(dá)0.01°。根據(jù)式（9）可初步確定該相位解調(diào)方法的最低檢測下限[23]為

由于上述檢測下限評(píng)估方法不適用于本文雙鑒相器方法，因此認(rèn)為信號(hào)峰值高出噪聲水平的3倍以上時(shí)，信號(hào)發(fā)生器的相位調(diào)制深度即為最低檢測下限。受限于信號(hào)發(fā)生器相位調(diào)制的最小可調(diào)精度為0.001°，因此當(dāng)相位調(diào)制深度設(shè)置為0.005°時(shí)，頻譜圖20kHz頻率處信號(hào)峰值為3.789×10-3mV，噪聲水平為0.641×10-3mV。信號(hào)峰值遠(yuǎn)高于噪聲水平的3倍，因此可認(rèn)為該相位解調(diào)方法的最低檢測下限為0.005°。采用DCM軟件解調(diào)方法時(shí)，當(dāng)相位調(diào)制深度為0.011°時(shí)，從圖9b可知，頻譜圖20 kHz頻率處信號(hào)峰值為0.190 mrad，噪聲水平為0.050 mrad，信號(hào)峰值高出噪聲水平3倍，因此DCM軟件解調(diào)方法的最低檢測下限為0.011°。雙鑒相器相位解調(diào)方法比DCM軟件解調(diào)方法最低檢測下限低55%。

3 光纖超聲傳感實(shí)驗(yàn)

3.1 光纖超聲傳感拓?fù)浯罱?/h3>

為驗(yàn)證雙鑒相器相位解調(diào)方法的光纖超聲檢測實(shí)際應(yīng)用效果，搭建了Mach-Zehnder干涉光纖超聲傳感拓?fù)?，如圖10所示。

圖10 Mach-Zehnder干涉光纖超聲傳感拓?fù)?/p>

該拓?fù)渲?，窄線寬激光器發(fā)射出中心波長為 1 550 nm的連續(xù)光，經(jīng)隔離器和1′2耦合器C1后，均分為兩束光，其中光纖超聲傳感器一側(cè)為傳感光，聲光調(diào)制器一側(cè)為參考光。光纖超聲傳感器由傳感光纖均勻繞制于圓柱形芯軸上構(gòu)成。當(dāng)超聲作用于傳感器時(shí)，傳感光纖長度和光纖折射率改變，導(dǎo)致光相位變化，該相位變化即為待測相位信號(hào)()。AOM在AWG驅(qū)動(dòng)下使參考光產(chǎn)生100MHz的頻率偏移。攜帶相位信息的傳感光和移頻后的參考光在2′2耦合器C2發(fā)生干涉。平衡光電探測器（Balanced Photodetector, BPD）將2′2耦合器C2輸入的干涉光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，并進(jìn)行差分處理，直流分量被消除。最終輸出電信號(hào)表達(dá)式為

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.2.1 標(biāo)準(zhǔn)超聲信號(hào)檢測實(shí)驗(yàn)

參照國家標(biāo)準(zhǔn)GB/T 19801—2005《無損檢測聲發(fā)射檢測聲發(fā)射傳感器的二級(jí)校準(zhǔn)》搭建如圖11所示的光纖超聲傳感測試平臺(tái)，聲發(fā)射壓電陶瓷換能器（Piezoelectric Transducer, PZT）放置于鋼質(zhì)試塊工作面圓心。光纖超聲傳感單元放置于鋼質(zhì)試塊上距圓心10 cm處。該光纖超聲傳感單元的頻帶響應(yīng)范圍可達(dá)20～100 kHz。使用AWG對(duì)PZT施加不同幅值的20 kHz驅(qū)動(dòng)電壓以產(chǎn)生超聲信號(hào)。超聲信號(hào)經(jīng)傳感單元轉(zhuǎn)化為光相位信號(hào)，隨后分別采用雙鑒相器硬件方法和DCM軟件方法進(jìn)行相位解調(diào)，并對(duì)比兩種方法的解調(diào)效果。

圖11 光纖超聲傳感測試平臺(tái)

軟、硬件解調(diào)信噪比如圖12所示。當(dāng)升高PZT驅(qū)動(dòng)電壓至0.01 V時(shí)，傳感光相位變化幅值為0.009°，此時(shí)，雙鑒相器相位解調(diào)方法信噪比為10.75 dB；而DCM軟件解調(diào)方法功率譜在20 kHz頻率處的信號(hào)被淹沒在周圍噪聲之中，無法有效識(shí)別信號(hào)峰值。當(dāng)升高PZT驅(qū)動(dòng)電壓至0.05 V時(shí)，傳感光相位變化幅值為0.043°，此時(shí)，雙鑒相器相位解調(diào)方法信噪比為24.560 dB；DCM軟件解調(diào)方法也可在20 kHz處識(shí)別出信號(hào)峰值，但是信噪比僅為9.097 dB，遠(yuǎn)低于雙鑒相器相位解調(diào)方法信噪比。如圖12所示，雙鑒相器相位解調(diào)方法信噪比比DCM軟件解調(diào)方法平均高約15 dB。

圖12 軟、硬件解調(diào)信噪比

在0.01～1 V范圍內(nèi)設(shè)置不同的PZT驅(qū)動(dòng)電壓，每個(gè)電壓值作為一個(gè)測點(diǎn)，分別測量10次，取10次測量的平均值作為該測點(diǎn)的測量結(jié)果。對(duì)所有測點(diǎn)的測量結(jié)果進(jìn)行線性擬合，擬合結(jié)果如圖13所示。本組數(shù)據(jù)的線性擬合度2=0.998，與未引入光路時(shí)的擬合度相近。圖13中擬合直線表達(dá)式的自變量為PZT驅(qū)動(dòng)電壓，無法直觀地反映雙鑒相器解調(diào)方法的相位電壓響應(yīng)。本文使用的光纖超聲傳感單元在20 kHz頻率處，驅(qū)動(dòng)電壓與光相位變化幅值對(duì)應(yīng)關(guān)系為

式中，為光相位調(diào)制深度，mrad；PZT為驅(qū)動(dòng)電壓，V。根據(jù)式（11）可將圖13中擬合直線表達(dá)式O= 0.747PZT-0.001中的自變量替換為相位變化幅值，得到

圖13 光纖超聲傳感硬件相位解調(diào)線性度

前述未引入光路時(shí)的實(shí)驗(yàn)擬合直線表達(dá)式（8）與本次實(shí)驗(yàn)擬合直線表達(dá)式（12）參數(shù)相近，說明雙鑒相器相位解調(diào)方法具有良好的一致性和可重復(fù)性。

以0.001 V的步長逐漸增加PZT驅(qū)動(dòng)電壓，當(dāng)頻譜圖20 kHz頻率處超聲信號(hào)峰值為噪聲水平3倍時(shí)，PZT驅(qū)動(dòng)電壓即為系統(tǒng)的最低檢測下限。采用雙鑒相器相位解調(diào)方法時(shí)，系統(tǒng)最低檢測下限為0.011 V，如圖14a所示；采用DCM軟件解調(diào)方法時(shí)，系統(tǒng)最低檢測下限為0.019 V，如圖14b所示。雙鑒相器相位解調(diào)方法比DCM軟解解調(diào)方法最低檢測下限低58%。

圖14 標(biāo)準(zhǔn)超聲信號(hào)檢測下限

3.2.2 局放超聲信號(hào)檢測實(shí)驗(yàn)

本文通過檢測局放超聲以驗(yàn)證雙鑒相器相位解調(diào)方法實(shí)際應(yīng)用效果，搭建局放超聲檢測實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖15所示。

圖15 局放超聲檢測實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

該實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中，局放缺陷為懸浮放電模型，如圖15所示，針尖懸置于板上。使用工頻試驗(yàn)變壓器對(duì)懸浮放電模型施加電壓并產(chǎn)生放電，從而模擬局部放電缺陷。光纖超聲傳感單元緊壓于板上，在兩者接觸面涂抹超聲耦合劑。光纖超聲傳感器與針尖距離為10 cm，并將傳感器接入Mach-Zehnder干涉光纖超聲傳感光路拓?fù)渲?。分別采用雙鑒相器相位解調(diào)方法和DCM軟件解調(diào)方法對(duì)干涉信號(hào)進(jìn)行相位解調(diào)。

實(shí)驗(yàn)中，以0.1 kV步長逐步升高工頻試驗(yàn)電壓，當(dāng)硬件解調(diào)或軟件解調(diào)中任意一方出現(xiàn)超聲信號(hào)幅值高于噪聲水平的3倍時(shí)，記錄工頻試驗(yàn)變壓器輸出電壓幅值，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖16所示。當(dāng)工頻試驗(yàn)電壓幅值達(dá)到2.7 kV時(shí)，從雙鑒相器相位解調(diào)方法的輸出電壓中可有效地檢測出超聲信號(hào)，而DCM軟件解調(diào)方法的相位變化幅值中未能觀察到超聲信號(hào)，所以本文研制的雙鑒相器相位解調(diào)方法具有更優(yōu)異的最低檢測下限。

在上述實(shí)驗(yàn)中，軟件解調(diào)需直接采集BPD探測的干涉信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，該信號(hào)頻率為100 MHz，數(shù)據(jù)采集設(shè)備采樣率為625 MHz。高采樣率導(dǎo)致數(shù)據(jù)量激增，當(dāng)處理一段時(shí)間長度為1 s的數(shù)據(jù)時(shí)，DCM軟件解調(diào)需要耗時(shí)900 s。而雙鑒相器相位解調(diào)方法利用鑒相器將100 MHz的干涉信號(hào)降頻至20～80 kHz的超聲信號(hào)頻率區(qū)間，極大地降低了數(shù)據(jù)采集設(shè)備采樣率。因此，使用鑒相器相位解調(diào)方法處理一段時(shí)間長度為1 s的數(shù)據(jù)僅需耗時(shí)0.8 s，可實(shí)現(xiàn)傳感數(shù)據(jù)的實(shí)時(shí)解調(diào)。雙鑒相器方法比DCM方法快1124倍。

4 結(jié)論

本文提出了一種基于雙鑒相器相位解調(diào)的光纖干涉型局放超聲傳感方法，主要結(jié)論如下：

1）雙鑒相器相位解調(diào)方法在標(biāo)準(zhǔn)超聲信號(hào)測試中具有優(yōu)異的響應(yīng)線性度，信噪比相較于微分-交叉相乘軟件解調(diào)高15 dB。

2）雙鑒相器相位解調(diào)方法比微分-交叉相乘軟件解調(diào)方法具有更小的最低檢測下限，檢測下限達(dá)0.005°，能夠滿足微小相位變化的檢測需求。

3）雙鑒相器相位解調(diào)方法利用鑒相器實(shí)現(xiàn)了對(duì)100 MHz干涉信號(hào)的降頻，極大地降低了采樣率和數(shù)據(jù)量，雙鑒相器方法比微分-交叉相乘軟件解調(diào)方法快1124倍。

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Optical Fiber Interferometric Sensing Technology for Partial Discharge Ultrasound Based on Dual Phase Detectors Phase Demodulation Method

Chen Zhanglin Xie Yangyang Wang Yuan Liu Hao Shi Rongbin Ma Guoming

（State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources North China Electric Power University Beijing 102206 China）

Real-time monitoring of transformer status is essential for the stable operation of the power system. Immunity to electromagnetic interference, high sensitivity and high insulation enable optical fiber sensing to be widely used in power transformer monitoring. Among them, heterodyne interferometer method uses optical frequency shifter to modulate signal to high frequency. This allows the effects of environmental disturbances on interferometer to be effectively suppressed and brings the advantages of high sensitivity and lower minimum detectable limit. The frequency of optical heterodyne interferometer sensing signal is hundreds of megahertz. Traditional software demodulation method has the disadvantages of high cost and large data volume. Thus, the optical heterodyne interferometer is restricted in the detection of partial discharge ultrasound. This paper proposes a phase demodulation method based on dual phase detectors, which reduces the sampling rate and data volume, and realizes real-time demodulation.

Firstly, the characteristics of the phase detector is analyzed. When the phase difference of two input signal is around 0° and±180°, the output voltage has a nonlinear relationship with the phase difference. To avoid of the nonlinear region, a phase demodulation method based on dual phase detectors was proposed. Whenever a phase detector works at nonlinear region, the other will provide accurate measurement of phase signal. Secondly, bandpass filters are connected to the phase detectors. The low-frequency carrier with high amplitude is filtered out and the weak high-frequency phase voltage signal is preserved, so that the measuring range can be reduced to improve the sampling accuracy. Thirdly, both output signals of the two band-pass filters have attenuation and distortion because of nonlinear regions, but the nonlinear regions of the output signals are staggered from each other. An algorithm to avoid nonlinear regions is used to obtain a stable signal. The algorithm uses the method of envelope to identify the position of the nonlinear region of one output signal. Then the nonlinear regions are compensated with the linear regions of another output signal.

The key performance parameters of the phase demodulation method such as signal-to-noise ratio (SNR), linearity and minimum detectable limit (MDL) were tested. The result shows that the SNR can reach to 36.4 dB (the phase modulation depth of test signal is 0.873 mrad), and the minimum detectable limit of 0.005° is achieved. The phase modulation depth and the amplitude of output voltage have a good linearity. The optical Mach-Zehnder interferometer ultrasonic sensing platform was built, and the comparative testing indicates that the dual phase detectors demodulation method is 15 dB higher in SNR and 58% lower in MDL than traditional differential cross multiplying (DCM) software demodulation method. Then, the experimentations of partial discharge ultrasound detection have been done. When the test voltage was gradually increased, the ultrasonic signal of partial discharge was detected by the dual phase detectors demodulation method at lower test voltage. And it only takes 0.8s to demodulate sensing signal with a time length of 1s.

The following conclusions can be drawn: (1) The dual phase detectors phase demodulation method has excellent response linearity in the standard ultrasonic signal test, and the SNR is 15 dB higher than DCM software demodulation. (2) The MDL of the dual phase detectors phase demodulation method reaches to 0.005°, which meets the requirements of weak phase signal demodulation in the detection of partial discharge ultrasound. (3) The dual phase detectors phase demodulation method uses the phase detectors to reduce the frequency of the interference signal, and greatly reduce the sampling rate and the amount of data. This makes the dual phase detectors phase demodulation method 1124 times faster than DCM software demodulation method. Therefore, a real-time phase demodulation method with high signal-to-noise ratio and low minimum detectable limit was proposed for the detection of partial discharge ultrasound.

Phase demodulation, optical fiber sensing, partial discharge, heterodyne interferometer, ultrasonic detection

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221621

TM855；TP212

國家自然科學(xué)基金（51977075）、中國科協(xié)青年人才托舉工程（YESS20160004）、霍英東教育基金會(huì)高等院校青年教師基金（161053）和中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金（2022YQ003）資助項(xiàng)目。

2022-08-24

2022-11-24

陳章霖 男，1997年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楣饫w傳感及高壓絕緣檢測。E-mail：chenzhanglin08@163.com

馬國明 男，1984年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)楣饫w傳感及高壓絕緣檢測。E-mail：ncepumgm@163.com（通信作者）

（編輯 李冰）