房緒鵬，張勝男，王煦超，孫翔飛

(山東科技大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，山東 青島 266590)

隨著人類文明的快速發(fā)展，全球的不可再生能源呈現(xiàn)出緊缺狀態(tài)，各個(gè)國(guó)家都在積極地開(kāi)發(fā)可持續(xù)發(fā)展的清潔能源，其中以風(fēng)能、太陽(yáng)能、燃料電池、潮汐能等為代表的可再生新能源受到廣泛關(guān)注。但是新能源發(fā)電通常存在輸出電壓不穩(wěn)定及輸出電壓低等缺點(diǎn)，因此需要高增益DC-DC 變換器進(jìn)一步提高輸出電壓。雖然傳統(tǒng)BOOST 變換器具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、輸出效率高等優(yōu)點(diǎn)，但由于其存在著電壓增益過(guò)低、傳導(dǎo)損耗較大、電容電壓應(yīng)力大與輸出效率過(guò)低等缺點(diǎn)，該變換器在可再生能源系統(tǒng)中的應(yīng)用受到限制。而傳統(tǒng)變換器由于死區(qū)時(shí)間的加入使得輸出波形含有大量諧波從而使輸出波形發(fā)生嚴(yán)重畸變[1-2]。為解決傳統(tǒng)變換器的缺點(diǎn)，2002 年彭方正教授[3]提出了Z 源阻抗網(wǎng)絡(luò)并將其應(yīng)用在變換器中。Z 源變換器(ZSC)升壓范圍大、電壓增益靈活，且開(kāi)關(guān)管的控制無(wú)需加入死區(qū)時(shí)間，降低了波形畸變率，提高了變換器的輸出電能質(zhì)量。但它仍存在著輸入電流不連續(xù)、沖擊電流較大與升壓能力不足等缺點(diǎn)。為解決這一系列問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外學(xué)者隨之又提出了準(zhǔn)Z 源變換器(Q-ZSC)[4]、串聯(lián)型Z 源變換器(S-ZSC)、開(kāi)關(guān)電感型Z 源變換器(SL-ZSC)、Trans-Z 源變換器[5]、Γ-Z 源變換器[6]與TZ 源變換器[7]等一系列新型Z 源變換器。

2014 年，文獻(xiàn)[8]提出了Y 源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)洳Ⅱ?yàn)證了其可行性。盡管與傳統(tǒng)阻抗源變換器相比，Y 源變換器在設(shè)置電壓增益和調(diào)制系數(shù)方面具有更高的靈活性，但是由于耦合漏感，該變換器會(huì)產(chǎn)生較大的電壓尖峰，因此2017 年，文獻(xiàn)[9]進(jìn)一步提出了Δ源阻抗網(wǎng)絡(luò)。Δ 源變換器與Y 源變換器優(yōu)點(diǎn)相似且具有更小的漏感，但由于Δ 型耦合電感構(gòu)成的回路內(nèi)部存在環(huán)流，進(jìn)而增加鐵芯損耗，另外輸入電流不連續(xù)等問(wèn)題仍未解決。2019 年，文獻(xiàn)[10]提出了Π 源阻抗網(wǎng)絡(luò)，該拓?fù)湓讦?源阻抗網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上改進(jìn)而來(lái)，由Π 型三繞組耦合電感代替Δ 型耦合電感組成。Π 源變換器升壓原理與Y 源變換器和Δ 源變換器基本一致，可通過(guò)改變直通占空比或調(diào)整耦合電感匝數(shù)比等方式實(shí)現(xiàn)升壓，其升壓能力遠(yuǎn)超Z源變換器。Π 源變換器具有更小的磁芯尺寸、更寬的負(fù)載范圍和更小的環(huán)流等優(yōu)點(diǎn)，但仍存在輸入電流不連續(xù)、升壓能力弱、啟動(dòng)電流相對(duì)較大等缺點(diǎn)。且Π 源變換器具有耦合電感網(wǎng)絡(luò)變換器均存在的缺點(diǎn)，即漏感對(duì)輸出的影響很大。而漏感導(dǎo)致的母線電壓尖峰問(wèn)題嚴(yán)重影響著變換器的正常運(yùn)行與輸出效率[11]。

針對(duì)傳統(tǒng)耦合電感網(wǎng)絡(luò)變換器中漏感所導(dǎo)致的母線電壓尖峰問(wèn)題，本文結(jié)合LCD 吸收回路的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，在對(duì)準(zhǔn)Π 源變換器研究的基礎(chǔ)上提出了一種含吸收回路的準(zhǔn)Π 源變換器拓?fù)鋄12-15]。該拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)是在保持高電壓增益的同時(shí)能夠抑制母線電壓尖峰，且元器件的電壓應(yīng)力明顯降低。在本文中對(duì)新提出的拓?fù)溥M(jìn)行了理論分析與數(shù)學(xué)推導(dǎo)，最后通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 變換器拓?fù)浜椭绷麈滊妷悍治?/h2>

1.1 準(zhǔn)Π 源變換器原理分析

準(zhǔn)Π 源變換器(I-ΠSC)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，準(zhǔn)Π 源變換器在原有Π 源變換器拓?fù)渖显黾恿艘粋€(gè)輸入電感L和電容C3。和其他準(zhǔn)Z 源DC-DC變換器一樣，準(zhǔn)Π 源變換器也分為直通和非直通兩種工作狀態(tài)。該電路拓?fù)洳粌H克服了Π 源逆變器輸入電流不連續(xù)以及啟動(dòng)沖擊電流大的缺陷，并且具有升壓能力更高、磁芯尺寸更小等優(yōu)點(diǎn)。

圖1 I-ΠSC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 所示為準(zhǔn)Π 源變換器(I-ΠSC)在以下情況的等效電路:①非直通狀態(tài)；②直通狀態(tài)，其中Lk為Π 型耦合電感結(jié)構(gòu)的漏感。在理想穩(wěn)定狀態(tài)下(直通或非直通狀態(tài))，I-ΠSC 的漏感相對(duì)于勵(lì)磁電感可以忽略不計(jì)，因此可以忽略此時(shí)漏感對(duì)電路的影響。但是變換器在切換狀態(tài)時(shí)由于繞組電流的快速變化，通過(guò)漏感電壓的計(jì)算公式可以分析出此時(shí)漏感電壓變化很大，因此產(chǎn)生了直流鏈電壓尖峰。

圖2 I-ΠSC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等效電路

設(shè)V＇Lm表示磁化電感Lm非直通狀態(tài)下的電壓，VLm表示Lm直通狀態(tài)下的電壓，Vpn表示直流鏈電壓。在直通狀態(tài)時(shí)，準(zhǔn)Π 源變換器可以在直通占空比Dst內(nèi)實(shí)現(xiàn)升壓操作，此時(shí)開(kāi)關(guān)器件S 導(dǎo)通，二極管D1被箝位關(guān)斷。反之在非直通狀態(tài)時(shí)，此時(shí)開(kāi)關(guān)器件S 關(guān)斷，二極管D1承受正向壓降處于導(dǎo)通狀態(tài)。

當(dāng)開(kāi)關(guān)器件S 關(guān)斷時(shí)，圖2(a)中表示了非直通狀態(tài)時(shí)的等效電路。此時(shí)直流電源Vin輸入電感L以及耦合電感網(wǎng)絡(luò)一邊向電容C1～C3進(jìn)行充電，一邊向負(fù)載供電。由KVL 定理可得電壓關(guān)系式如下:

當(dāng)開(kāi)關(guān)器件S 導(dǎo)通時(shí)，圖2(b)中表示了直通狀態(tài)時(shí)的等效電路。電源Vin和電容C3對(duì)電感L充電，電容C1、C2向耦合電感充電。由KVL 定理可得電壓關(guān)系式如下:

式中:N1、N2和N3分別是Π 型耦合電感的匝數(shù)值，應(yīng)用電感伏秒平衡公式，可得兩種狀態(tài)下的磁化電感Lm和電感L電壓應(yīng)滿足:

聯(lián)立式(1)～式(9)可解得電容C1～C3的電壓關(guān)系式以及直流鏈電壓Vpn與輸入電壓Vin的電壓關(guān)系式:

式中:耦合電感繞組系數(shù):

由式(13)可推出準(zhǔn)Π 源變換器的升壓因子B為:

要使式(15)有意義，此式分母必須大于0，即1-(1+K)D＞0，可得直通占空比D的范圍為:

1.2 改進(jìn)型準(zhǔn)Π 源變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及吸收回路原理分析

準(zhǔn)Π 源變換器雖具有非常突出的優(yōu)勢(shì)，但也存在很多不足。本文結(jié)合LCD 吸收回路的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，在準(zhǔn)Π 源變換器的基礎(chǔ)上提出了具有母線電壓尖峰吸收能力的改進(jìn)型準(zhǔn)Π 源升壓變換器拓?fù)?SI-ΠSC)。如圖3 所示，該拓?fù)湓隗槲欢O管的基礎(chǔ)上增加了2 個(gè)電容1 個(gè)電感，圖中虛線部分為吸收回路。SI-ΠSC 的等效電路圖如圖4 所示。

圖3 SI-ΠSC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖4 SI-ΠSC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等效電路

通過(guò)對(duì)I-ΠSC 的分析可知，變換器在狀態(tài)切換的過(guò)程中由于漏感的存在會(huì)產(chǎn)生電壓尖峰。與IΠSC 相比，當(dāng)SI-ΠSC 由直通狀態(tài)切換到非直通狀態(tài)時(shí)二極管D1、D3導(dǎo)通，突然增大的電流除了流向耦合電感外還可以被電容C3和C4吸收。此時(shí)C3和C4組成的串聯(lián)電路箝位了直流鏈上的電壓Vpn，因此抑制了母線電壓尖峰。

與I-ΠSC 相同，SI-ΠSC 的工作模式也存在直通模式與非直通模式兩種。如圖4 所示，當(dāng)電路工作在非直通模式時(shí)，電感L1、L2與耦合電感向電容C1～C5及負(fù)載供電，列寫KVL 方程得:

當(dāng)電路工作在直通狀態(tài)時(shí)，電容C1～C3和C5對(duì)耦合電感及電感L1充電，電容C4與電源Vin對(duì)電感L2充電，列寫KVL 方程得:

應(yīng)用電感伏秒平衡公式，可得兩種狀態(tài)下的磁化電感Lm和電感L1、L2電壓應(yīng)滿足:

聯(lián)立可解得電容C1～C5的電壓關(guān)系式以及直流鏈電壓Vpn與輸入電壓Vin的電壓關(guān)系式:

式中:由于SI-ΠSC 與I-ΠSC 具有相同的Π 型耦合電感結(jié)構(gòu)，因此繞組系數(shù)K保持不變。由式(34)可推出準(zhǔn)Π 源變換器的升壓因子B為:

要使式(35)有意義，此式分母必須大于0，即1-(2+K)D＞0，可得直通占空比D的范圍為:

將式(15)和式(35)相比可以明顯看出SI-ΠSC的升壓因子相比起I-ΠSC 的升壓因子得到了進(jìn)一步的提高，所以SI-ΠSC 的升壓能力更強(qiáng)。表1 所示為各類型變換器升壓因子對(duì)比。

表1 各種變換器升壓因子的比較

圖5 為升壓因子B與直通占空比D和繞組系數(shù)K之間的三維函數(shù)圖，可以明顯看出SI-ΠSC 的升壓能力更強(qiáng)。在SI-ΠSC 與I-ΠSC 繞組系數(shù)相同的情況下，兩者達(dá)到相同的輸出電壓，SI-ΠSC 所需直通占空比更小，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗更小。

圖5 兩種準(zhǔn)Π 源變換器升壓能力對(duì)比

3 電壓應(yīng)力分析

表2 所示為I-ΠSC 與SI-ΠSC 電容和二極管電壓應(yīng)力的對(duì)比。從表2 中可以看出，SI-ΠSC 上電容C1～C3兩端的電壓應(yīng)力均比I-ΠSC 電容C1的電壓應(yīng)力小。

表2 I-ΠSC 與SI-ΠSC 元器件電壓應(yīng)力對(duì)比

為了對(duì)比方便可以取K＝3，將K＝3 代入式(35)可得:

由式(38)可得SI-ΠSC 占空比與升壓因子的關(guān)系為:

將式(38)與K＝3 代入到式(29)至式(33)中可以得到SI-ΠSC 電容兩端電壓與輸入電壓的比值與升壓因子B之間的關(guān)系:

同理，由式(15)可得出I-ΠSC 直通占空比和升壓因子的關(guān)系:

將式(41)與K＝3 代入到式(10)至式(12)中可以得到I-ΠSC 電容兩端電壓與輸入電壓的比值與升壓因子B之間的關(guān)系:

根據(jù)式(39)至式(44)作出函數(shù)圖，如圖6 所示。圖6 顯示了K＝3 時(shí)升壓因子B和電容電壓應(yīng)力的關(guān)系。從圖中可以看出在電壓增益相同的情況下，SI-ΠSC 上C1-C4兩端的電壓應(yīng)力均小于I-ΠSC上C1-C3兩端的電壓應(yīng)力。而聯(lián)立式(41)和式(44)可得，升壓因子B約大于2.82 時(shí)，SI-ΠSC 上C5兩端的電壓應(yīng)力也將小于I-ΠSC 上C1-C3兩端的電壓應(yīng)力。

圖6 SI-ΠSC 與I-ΠSC 電容電壓應(yīng)力對(duì)比

4 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果對(duì)比

為驗(yàn)證上述理論分析的正確性，運(yùn)用MATLAB/Simulink 軟件對(duì)I-ΠSC 和SI-ΠSC 進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)。

根據(jù)式(13)和式(34)以及表3 中的仿真參數(shù)得到I-ΠSC 和SI-ΠSC 電壓尖峰對(duì)比圖。I-ΠSC 和SI-ΠSC 輸入電壓都為24 V，為使I-ΠSC 和SI-ΠSC得到相同的輸出電壓從而更直觀地對(duì)比電壓尖峰:選取I-ΠSC 的占空比D為0.15、繞組系數(shù)為3，得到圖7(a)；選取SI-ΠSC 的占空比D為0.12、繞組系數(shù)為3，得到圖7(b)；選取SI-ΠSC 的占空比D為0.15、繞組系數(shù)為2，得到圖7(c)。圖7(a) 與圖7(b)的K相同而D不同，圖7(a)與圖7(c)的K不同而D相同。

表3 仿真和實(shí)驗(yàn)參數(shù)

圖7 I-ΠSC 和SI-ΠSC 直流鏈電壓尖峰對(duì)比

當(dāng)輸入電壓為24 V 時(shí)，I-ΠSC 的直通占空比取0.15，SI-ΠSC 的直通占空比取0.12，兩者母線電壓相同均為60 V 左右，證明了SI-ΠSC 能夠在直通占空比較小的情況下具有相同的電壓增益，因此SI-ΠSC 的升壓能力更強(qiáng)。SI-ΠSC 的直流母線電壓波形平穩(wěn)，證明了SI-ΠSC 電壓尖峰得到了有效抑制。通過(guò)對(duì)圖7 中I-ΠSC 和SI-ΠSC 的直流鏈電壓尖峰仿真波形對(duì)比可以看出SI-ΠSC 具有母線電壓尖峰抑制能力。

圖8 所示為I-ΠSC 和SI-ΠSC 輸出電壓對(duì)比圖，可以看出SI-ΠSC 的穩(wěn)定速度更快，動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性更好。通過(guò)圖7 和圖8 的比較可以看出由于沒(méi)有吸收回路，I-ΠSC 直通狀態(tài)到非直通狀態(tài)時(shí)會(huì)產(chǎn)生很大的尖峰電壓，該電壓幅值與漏感和電流變化量成正比。當(dāng)母線尖峰電壓過(guò)大時(shí)，將擊穿開(kāi)關(guān)器件甚至可能造成元器件損壞，導(dǎo)致變換器增益達(dá)不到理想值。

圖8 I-ΠSC 和SI-ΠSC 輸出端電壓對(duì)比

圖9 所示為I-ΠSC 和SI-ΠSC 電容器仿真波形圖?？梢钥闯鲈谶_(dá)到同樣的輸出電壓情況下，SI-ΠSC 電容器所承受的電壓應(yīng)力較小，且SI-ΠSC雖然比I-ΠSC 多兩個(gè)電容，但其電容兩端的電壓應(yīng)力在K取3 時(shí)均小于I-ΠSC 中的電容，仿真結(jié)果與理論計(jì)算值基本一致。

圖9 I-ΠSC 和SI-ΠSC 電容器仿真波型圖

圖10 所示為I-ΠSC 和SI-ΠSC 輸出端實(shí)驗(yàn)電壓波形圖。通過(guò)輸出實(shí)驗(yàn)電壓的對(duì)比可以看出SIΠSC 加入吸收回路后波形的毛刺現(xiàn)象減少，證明了前文理論分析的正確性。

圖10 I-ΠSC 與SI-ΠSC 輸出端實(shí)驗(yàn)電壓波形圖

圖11 所示為I-ΠSC 和SI-ΠSC 電容電壓實(shí)驗(yàn)波形圖。在直通占空比相同的情況下，SI-ΠSC 的電壓增益要高于I-ΠSC，且SI-ΠSC 的電壓應(yīng)力更小。考慮到元器件自身及漏感等影響因素，實(shí)驗(yàn)誤差在合理范圍內(nèi)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論值及仿真結(jié)果基本一致，證明了前文理論分析的正確性。

圖11 I-ΠSC 與SI-ΠSC 電容器電壓實(shí)驗(yàn)波形圖

圖12 所示為SI-ΠSC 在不同功率下的工作效率曲線。從圖中可以看出隨著功率的增加，SI-ΠSC 的工作效率也會(huì)隨之提高。而開(kāi)關(guān)通態(tài)損耗所占比重會(huì)隨著功率的提高而降低，因此本文提出改進(jìn)型準(zhǔn)Π 源變換器適用于大功率場(chǎng)合。

圖12 SI-ΠSC 工作效率曲線

圖13 所示為含吸收回路的準(zhǔn)Π 源變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。

圖13 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

5 結(jié)論

本文提出了一種含吸收回路的高增益準(zhǔn)Π 源變換器，結(jié)合了準(zhǔn)Z 源變換器、LCD 吸收回路與箝位二極管的原理與結(jié)構(gòu)，在抑制了母線電壓尖峰的同時(shí)降低了元器件電壓應(yīng)力，并提高了輸出電壓增益。隨后的理論推導(dǎo)論證了SI-ΠSC 結(jié)構(gòu)的正確性，仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了SI-ΠSC 的可行性。它可廣泛適用于分布式發(fā)電系統(tǒng)及微電網(wǎng)等需要高電壓增益及大功率的場(chǎng)合。