屈嬌萍，田晶京，陳小強，2

（1.蘭州交通大學(xué)自動化與電氣工程學(xué)院，蘭州 730070；2.蘭州交通大學(xué)光電技術(shù)與智能控制教育部重點實驗室，蘭州 730070）

隨著“雙碳”目標(biāo)的提出，可再生能源越來越廣泛地應(yīng)用于工業(yè)和民用場合［1-2］，而大多數(shù)新能源由于氣候條件限制，存在發(fā)電不連續(xù)、不穩(wěn)定的問題，因此眾多專家學(xué)者提出多源接入聯(lián)合供電分布式系統(tǒng)［3-4］。光伏板的輸出電壓一般為40 V 左右，而直流母線電壓一般為380 V 及以上，傳統(tǒng)Boost變換器升壓能力有限且開關(guān)管電壓應(yīng)力過高，會產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗，已很難適用于多源接入聯(lián)合供電分布式系統(tǒng)［5-6］。在此背景下，大量高增益DC／DC 變換器應(yīng)運而生。該種變換器能夠有效提升電壓傳輸比，實現(xiàn)輸出高增益，但傳統(tǒng)的多源接入系統(tǒng)為多個輸入源分別與各自的高增益變換器相連，存在變換器數(shù)量多、結(jié)構(gòu)龐雜、器件利用率低、經(jīng)濟成本高等缺點。為了簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、提高功率器件利用率、降低經(jīng)濟成本，文獻［7-8］采用一個多輸入直流變換器（multiple-input converter，MIC）對各獨立功率變換單元進行拓?fù)潆娐泛喜ⅲ员阌趯崿F(xiàn)多源互補，獲得穩(wěn)定連續(xù)的電能。

高增益MIC 可分為隔離型和非隔離型。隔離型MIC通過增加變壓器繞組的匝比來提高電壓傳輸比，存在輸入電流紋波較大、功率密度低、成本高的問題［9-11］；非隔離型MIC 可分為并聯(lián)輸入源型、串聯(lián)輸入源型、耦合電感型、橋式結(jié)構(gòu)型、基于電壓倍增單元型［12］。文獻［13-14］將多個輸入源并聯(lián)于MIC的輸入端，根據(jù)不同輸入源的特點，控制開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，實現(xiàn)能源利用率的優(yōu)化，但輸入源無法同時向負(fù)載供電。文獻［15-16］提出通過組合不同類型的DC／DC變換器來解決傳統(tǒng)MIC電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、輸出電壓增益低的問題。文獻［17］提出一種通過調(diào)整耦合電感之間的系數(shù)來實現(xiàn)高增益的MIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可實現(xiàn)輸入源同時向負(fù)載供電，但由于耦合電感漏感問題需要增加其他保護電路，設(shè)計難度系數(shù)大，控制電路復(fù)雜，變換器效率低。文獻［18］提出一種電流型多輸入全橋DC／DC 變換器，輸入源可實現(xiàn)同時向負(fù)載供電，系統(tǒng)效率得到了提高，且具有高增益特性，但開關(guān)管數(shù)量較多，控制較復(fù)雜。

基于電壓倍增單元型的MIC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可實現(xiàn)多源分時或同時多種供電模式切換，具有輸出電壓增益高、元器件數(shù)量少、控制靈活、開關(guān)器件電壓應(yīng)力低等優(yōu)點，已成為目前高增益MIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的主要研究方向［19-22］。文獻［19］中的變換器通過引入二極管電容升壓單元（diode-capacitor multiplier，DCM）實現(xiàn)高增益。該變換器由3個二極管和3個電容組成電壓倍增單元，開關(guān)器件少，電路成本低，輸出電壓增益是普通Boost電路的4倍，但該變換器的輸出電壓增益由于電壓倍增單元無法擴充而存在局限性。文獻［20］中的電壓倍增單元理論上可以擴展至n個，但占空比的調(diào)節(jié)范圍有限。

為了解決以上問題，本文提出一種雙輸入高增益DC／DC 變換器。該變換器通過引入DCM 單元提升輸入輸出電壓增益比，并采用6個無源元件構(gòu)成零電壓關(guān)斷（zero voltage turn-off，ZVT）電路。

1 工作模態(tài)分析

本文研究的雙輸入高增益DC／DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中：u1、u2為直流輸入源，L1、L2為輸入電感，S1、S2為功率開關(guān)管，C1、C2、D1、D2、D3、D4構(gòu)成零電壓關(guān)斷電路，C1a、C1b、D1a及D1b構(gòu)成第1 個DCM 單元，C2a、C2b、D2a及D2b構(gòu)成第2 個DCM 單元，R 為負(fù)載。為簡化分析，便于討論其工作原理，本文是基于輸入電感在連續(xù)導(dǎo)通模式（continuous conduction mode，CCM）下展開研究分析，并做出以下假設(shè)：

圖1 雙輸入高增益DC／DC變換器Fig.1 Dual input high-gain DC／DC converter

1）功率開關(guān)器件、電感、電容均為理想型器件，寄生效應(yīng)忽略不計。

2）電容C2a＝C2b，且C1a、C1b、C2a、C2b的取值足夠大，兩端電壓保持不變，電壓紋波可忽略。

令拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中流過電感L1、L2的電流分別為iL1、iL2，其平均值分別為IL1、IL2；流過開關(guān)管S1、S2的平均電流分別為IS1、IS2；流過二極管D1a、D2a、D1b、D2b的瞬時電流分別為iD1a、iD2a、iD1b、iD2b，峰值電流分別為ID1ap、ID2ap、ID1bp、ID2bp，平均電流分別為ID1a、ID2a、ID1b、ID2b；二極管D1a、D2a、D1b、D2b的電壓應(yīng)力分別為uD1a、uD2a、uD1b、uD2b；電容C1a、C2a、C1b、C2b的電壓分別為uC1a、uC2a、uC1b、uC2b；輸出電壓為u0。

變換器采用交錯控制策略，開關(guān)管S1、S2的占空比均大于0.5，其主要工作波形如圖2所示，在1個工作周期內(nèi)可分為7種工作模態(tài)。下面將分析各模態(tài)下變換器的工作原理。

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 Main working waveform of the converter

模態(tài)1（t1≤t＜t2）：如圖3（a）所示，S1、S2均導(dǎo)通，u1和u2通過S1、S2向L1、L2充電，導(dǎo)致電感電流線性增加，同時C2a、C2b通過放電向負(fù)載供能，D1、D2、D3、D4、D1a、D1b、D2a、D2b均關(guān)斷。在此模態(tài)有：

圖3 開關(guān)模態(tài)電路圖Fig.3 Switching mode circuit diagram

模態(tài)2（t2≤t＜t3）：如圖3（b）所示，當(dāng)t＝t2時，S1關(guān)斷，S2繼續(xù)導(dǎo)通。流經(jīng)L1的一部分電流通過D1向C1充電，電容C1的電壓uC1增大，當(dāng)uC1＝uC1b時，充電完成，D1關(guān)斷，S1在該過程中實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷；L1的另一部分電流流過C1b、D4及C2，最后通過S2流回電源負(fù)極，此過程中C1b充電，C2放電，當(dāng)電容C2的電壓uC2從uC1b降至0時，D4關(guān)斷。在此模態(tài)有：

模態(tài)3（t3≤t＜t4）：如圖3（c）所示，當(dāng)t＝t3時，經(jīng)歷模態(tài)2之后，D1、D4關(guān)斷，L1的電流分別對C1a、C1b進行充電。流過C1b的電流通過D1b流回電源負(fù)極。流過C1a的電流分為兩部分：一部分電流流經(jīng)D2a向C2a充電，然后通過S2流向電源負(fù)極；另一部分電流流過D2a、R、C2b，該過程中C2b放電。在此模態(tài)有：

模態(tài)4（t4≤t＜t5）：如圖3（d）所示，同模態(tài)1。在此模態(tài)有：

模態(tài)5（t5≤t＜t6）：如圖3（e）所示，當(dāng)t＝t5時，S2關(guān)斷，S1繼續(xù)導(dǎo)通，L2的電流分別流向C1和C2。流過C1的電流通過D2向C1a充電，最后通過S1流回電源負(fù)極，電容電壓uC1減小，當(dāng)uC1＝0時，D2關(guān)斷；流過C2的電流通過D3流回電源負(fù)極，當(dāng)電容電壓uC2增大至uC1a時，D3關(guān)斷，此過程中開關(guān)管S2具有軟開關(guān)特性。在此模態(tài)有：

模態(tài)6（t6≤t＜t7）：如圖3（f）所示，當(dāng)t＝t6時，S2關(guān)斷，S1導(dǎo)通。經(jīng)歷模態(tài)5之后，D2、D3關(guān)斷，此時D1a導(dǎo)通。電感L2的電流在經(jīng)過D1a陽極下端的結(jié)點時分流：第1部分電流通過D1a給C1a充電，最后流經(jīng)S1回到電源負(fù)極；第2部分電流流過C2a給負(fù)載供電，最后流經(jīng)D2b、C1b、S1回到電源負(fù)極；第3部分電流通過C2b、D2b、C1b后，經(jīng)過S1流回電源負(fù)極，此過程中C1b放電，C2b充電。在此模態(tài)有：

模態(tài)7：t＝t7時刻之后（見圖3（g）），uC1b由u1和DS1確定，而uC1a由u2和DS2確定。如前面的假設(shè)所述，如果uC1a＞uC1b，且S2導(dǎo)通時，C2將放電，經(jīng)過D4、S1、S2給C1b充電，電容電壓uC2將從uC1a降低到uC1b。與C1a和C1b相比，C2的電容值非常小，可忽略該模態(tài)的持續(xù)時間。

2 DC／DC變換器穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 電壓表達式

在圖1所示DC／DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路中，一個周期TS內(nèi)，根據(jù)電感L1和L2的伏秒平衡原理，其電感電流的變化值為零，可得：

聯(lián)立式（7）、式（8），可得：

又由圖1可得輸出電壓為：

由式（11）可以看出：輸出電壓為第2倍增單元電容電壓之和，為第1倍增單元電容電壓之和的2倍。

聯(lián)立式（10）、式（11），可得：

由式（12）可以看出：輸出電壓與占空比相關(guān)，相同輸入源在不同占空比的情況下，其輸出電壓也將不同。當(dāng)各輸入源電壓相等且開關(guān)管S1、S2的占空比也相等時，令u1＝u2＝uin，DS1＝DS2＝D，代入式（12），可求得變換器的電壓增益M，如式（13）所示。

2.2 電流表達式

在圖1所示DC／DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路中，當(dāng)變換器穩(wěn)態(tài)運行時，在一個周期TS內(nèi)，根據(jù)電容C1a、C1b的安秒平衡原理，其電容電壓的變化值為零，可得：

根據(jù)式（14）可得：

式（15）表明：電感電流IL1、IL2與開關(guān)管S1、S2的占空比DS1、DS2有關(guān)。因此，在光伏發(fā)電系統(tǒng)中，可根據(jù)最大功率運行點的期望分配負(fù)載確定對應(yīng)的占空比，以此來調(diào)節(jié)電感電流的大小，控制不同源端的輸入比例。

2.3 流過半導(dǎo)體器件的電流

在圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路中，令輸出電流平均值為I0，由電容C2a、C2b的安秒平衡原理可得：

結(jié)合式（14）、式（16），可得：

又因在模態(tài)3和模態(tài)6中有：

由式（17）、式（18）可得：

所以可得流過二極管的平均電流為：

通過分析變換器的開關(guān)模態(tài)電路圖，可以得到每個工作模態(tài)下流過開關(guān)管S1、S2的平均電流值，如式（21）、式（22）所示。

由式（21）、式（22）可得：

2.4 半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力

令拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的開關(guān)管S1、S2電壓應(yīng)力分別為uS1、uS2，其計算式為：

二極管D1a、D1b、D2a、D2b電壓應(yīng)力分別為：

由式（24）、式（25）及式（12）可以看出，開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力遠小于輸出電壓。因此本文所提的變換器可采用低耐壓等級的開關(guān)管和二極管，在降低導(dǎo)通損耗的同時節(jié)約了經(jīng)濟成本。

2.5 變換器性能對比

當(dāng)輸入源電壓為u0、開關(guān)管占空比為D時，本文所提變換器與文獻［21-22］所提變換器的電壓增益、開關(guān)管電壓應(yīng)力、開關(guān)管數(shù)量、電感數(shù)量及開關(guān)是否共地的對比分析見表1。

表1 同類拓?fù)鋵Ρ萒ab.1 Comparison of similar topologies

從表1 可以看出：本文所提變換器相比文獻［21］所提變換器具有明顯的優(yōu)勢，其開關(guān)管數(shù)量更少，在經(jīng)濟成本上更具有優(yōu)勢，同時電路結(jié)構(gòu)中開關(guān)管共地，簡化了驅(qū)動電路的設(shè)計；更重要的是，本文所提雙輸入高增益DC／DC 變換器相比于文獻［21-22］中所提的變換器，其電壓增益更高，且開關(guān)管電壓應(yīng)力較低，這有助于器件選型和提高變換器的效率。

3 軟開關(guān)參數(shù)設(shè)計

在對變換器進行軟開關(guān)參數(shù)設(shè)計時，需要考慮零電壓關(guān)斷電路中電容C1、C2的取值范圍。在能實現(xiàn)主開關(guān)管的軟開關(guān)特性下，其電容參數(shù)值應(yīng)盡可能小，以減小對變換器的影響，故考慮以下2個設(shè)計原則：

1）為了把變換器因零電壓關(guān)斷電路引起的性能變化降到最低，開關(guān)管S1、S2在模態(tài)2、模態(tài)5中的端電壓上升時間應(yīng)小于整個開關(guān)周期的5%，可得式（26）。

2）為了較好地實現(xiàn)軟開關(guān)特性，開關(guān)管的端電壓上升時間Δtrise-time應(yīng)該大于關(guān)斷時間toff。本文設(shè)計Δtrise-time為toff的3倍以上。

在圖3（b）所示模態(tài)2中，當(dāng)開關(guān)管S1關(guān)斷時，電壓uC1從0充電到uC1b，電壓uC2從uC1b放電到0，可得式（27）。

其中：Δtrise-time1為模態(tài)2中開關(guān)管端電壓上升時間。類似地，式（28）可以從模態(tài)5中獲得。

其中：Δtrise-time2為模態(tài)5中開關(guān)管的端電壓上升時間。

為了簡化設(shè)計過程，將電容C1和C2的值設(shè)定為Ca，由此可得式（29）。顯然，將式（29）代入式（27）和式（28）中，可以計算出電容C1和C2的具體值。

4 仿真實驗驗證及結(jié)果分析

為驗證本文所提出變換器工作原理的準(zhǔn)確性和有效性，在MATLAB／Simulink中對所提電路搭建仿真模型，具體仿真參數(shù)見表2。

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

本文開關(guān)管S1、S2采用交錯控制策略，即允許兩開關(guān)管不同時導(dǎo)通和關(guān)斷，且采用不完全一致的占空比，以此實現(xiàn)對各輸入源的獨立控制。占空比DS1＝0.8、DS2＝0.7時開關(guān)管驅(qū)動波形如圖4所示。

圖4 S1 與S2 的驅(qū)動電壓波形Fig.4 Driving voltage waveforms of S1 and S2

圖5為電感電流iL1、iL2的波形，從中可以看出：iL1和iL2的平均值分別為22.5 A 和16.0 A，所測器件電流波形與理論分析一致。

圖5 電感電流波形Fig.5 Simulation waveforms of inductor current

圖6為第1個倍增單元中電容電壓uC1a、uC1b的波形圖。圖7為第2個倍增單元中電容電壓uC2a、uC2b的波形圖。

圖6 電容電壓u C1a和u C1b的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of capacitive voltage

圖7 電容電壓u C2a和u C2b的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of capacitive voltage

由圖6可以看出：uC1a和uC1b的平均值與式（10）的理論計算一致，第1倍增單元中電容電壓之和為750 V，占輸出電壓u0的1／2。從圖7可以看出：由于C2a和C2b參數(shù)值相同，因此其電容電壓uC2a和uC2b的平均值均為750 V，即第2倍增單元中電容電壓之和等于輸出電壓u0，與式（9）、式（11）所對應(yīng)的理論分析一致，且DCM 單元中電容電壓的充放電曲線也與變換器的主要工作波形（見圖2）理論曲線一致。

圖8為輸入、輸出電壓波形圖。從圖8可以看出：當(dāng)設(shè)輸入電壓u1＝40 V、u2＝165 V 時，輸出電壓u0可達1.5 k V，表明所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)高增益，驗證了理論分析的正確性。

圖8 輸入和輸出電壓波形Fig.8 Waveform of input／output voltage

圖9為所提變換器開關(guān)管S1有無ZVT 輔助電路對比圖。從圖9（a）中可以看出：開關(guān)管S1的端電壓uS1在上升前，其關(guān)斷電流iS1已經(jīng)降為0。而圖9（b）中開關(guān)管無ZVT 輔助電路，其開關(guān)管不具備軟開關(guān)特性。

圖9 開關(guān)管S1 有無ZVT輔助電路對比圖Fig.9 Switch S1 presence of ZVT auxiliary circuit diagram

由圖8～9仿真結(jié)果可以看出：本文所提出的變換器以交錯控制的方式控制2 個開關(guān)管S1、S2，即通過控制占空比，在不引入其他復(fù)雜控制的情況下，可以有效地實現(xiàn)高增益，并且可以通過選擇不同的參數(shù)值，實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓關(guān)斷。

5 結(jié)論

本文提出了一種基于雙輸入的高增益DC／DC變換器，主要分析了其工作模態(tài)及穩(wěn)態(tài)特性，推導(dǎo)了變換器的電壓增益、開關(guān)管及二極管的電壓應(yīng)力。最后，基于MATLAB／Simulink 搭建了仿真模型，得出的仿真波形與理論分析相一致。本文提出的拓?fù)渚哂幸韵绿攸c：

1）該變換器可以實現(xiàn)高增益電壓變換，且輸入源采用串聯(lián)方式，可同時供電，同時也避免了極限占空比的情況。

2）該變換器通過采用零電壓關(guān)斷電路實現(xiàn)了主開關(guān)管的軟開關(guān)特性，減小了開關(guān)損耗，提升了變換器的工作效率。