陶海軍 肖群星 張金生

(1.河南理工大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院 焦作 454003；2.河南理工大學(xué)河南省智能裝備直驅(qū)技術(shù)與控制國際聯(lián)合實(shí)驗(yàn)室 焦作 454003)

1 引言

近年來隨著人們對綠色、高效能源需求的增長，高性能逆變電源已然成為電力電子科學(xué)技術(shù)領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)，是并網(wǎng)與離網(wǎng)供電系統(tǒng)中電力電子裝置的核心；同時(shí)各種電氣設(shè)備對電源的要求越來越高，高壓直流輸電、大型船舶、雷達(dá)、光伏逆變器、大功率電動(dòng)機(jī)、艦載飛機(jī)等各種系統(tǒng)都需要可靠、高質(zhì)量的大功率電源逆變系統(tǒng)[1-4]。然而，直流側(cè)電壓波動(dòng)以及負(fù)載變化對逆變電源輸出的影響，導(dǎo)致電源的輸出控制性能不好。因此，研究出一種具有良好輸出波形質(zhì)量和強(qiáng)魯棒性的逆變電源系統(tǒng)具有重要的現(xiàn)實(shí)意義。

單相逆變電源大體上可分為單級(jí)式單相逆變電源和級(jí)聯(lián)式單相逆變電源兩大類。單級(jí)式逆變電源僅由一級(jí)單相逆變器構(gòu)成，只進(jìn)行一次電能的變換，此種電路結(jié)構(gòu)簡單，控制簡易，但是在輸入電壓的波動(dòng)范圍較大時(shí)，逆變電源易受到電壓波動(dòng)的影響，電壓輸出波形變差且控制上優(yōu)化能力受限[5]。級(jí)聯(lián)式單相逆變電源按照結(jié)構(gòu)上不同大體上可分為飛跨電容型、二極管鉗位型、級(jí)聯(lián) H 橋(Cascaded H-bridge，CHB)型等。由于級(jí)聯(lián)H 橋型逆變電源具有易于模塊化、不需要考慮電容均壓、控制簡單、輸出電壓波形質(zhì)量好等優(yōu)點(diǎn)，在大功率逆變電源中得到了廣泛的應(yīng)用[6-7]。

由于級(jí)聯(lián)H 橋逆變電源本質(zhì)上屬于一種多電平變換器，所以脈寬調(diào)制就成為了研究中的關(guān)鍵問題，它不僅能夠影響系統(tǒng)開關(guān)損耗，也能夠提高系統(tǒng)效率，目前針對級(jí)聯(lián)H 橋逆變器的調(diào)制方法主要有低頻調(diào)制和高頻調(diào)制兩種。低頻調(diào)制主要有選擇性諧波消除法和階梯波調(diào)制法兩種[8-9]，但是選擇性諧波消除法只能用于開環(huán)調(diào)制，階梯波調(diào)制法輸出電壓諧波畸變率(Total harmonic distortion，THD)含量較高。高頻調(diào)制策略主要有載波移相調(diào)制法(Carrier phase shifting pulse width modulation，CPS-PWM)[10]

和載波移幅調(diào)制法(Phase disposition pulse width modulation，PD-PWM)[11]，由于高頻調(diào)制使逆變器工作在較高頻率下，所以具有輸出電壓THD 值低的優(yōu)點(diǎn)。在CPS-PWM 和PD-PWM 中，PD-PWM 相比之下具有最優(yōu)輸出電壓諧波特性，同時(shí)操作簡單而受到廣泛關(guān)注[12]，但是輸出時(shí)基波含量比較小，諧波含量依然比較高，這將影響其在中高性能大功率設(shè)備的推廣應(yīng)用。

級(jí)聯(lián)H橋型單相逆變電源可以看成幾個(gè)單相逆變電源輸出之和的疊加，因此其控制策略與單相逆變電源控制策略類似，目前對其控制策略的研究方法主要有PI 控制[13]、滑?？刂芠14]、無差拍控制[15]、重復(fù)控制[16]等。這些方法大多表現(xiàn)出良好的性能，能夠輸出較低的總諧波失真電壓波形，并且在負(fù)載為線性負(fù)載時(shí)，能夠確?？焖俚膭?dòng)態(tài)響應(yīng)和減小穩(wěn)態(tài)誤差。然而，對于非線性負(fù)載，這些控制方法輸出的電壓波形含有較高的THD 和較大的穩(wěn)態(tài)誤差，并不能滿足零穩(wěn)態(tài)誤差的要求。文獻(xiàn)[17-18]指出PR 控制可以對逆變電源輸出特定頻率的正弦交流信號(hào)，做到無穩(wěn)態(tài)誤差控制，但是PR 控制需要離散化處理，對控制器的運(yùn)算速度和精度要求比較高，同時(shí)PR 控制的動(dòng)態(tài)特性不如PI控制。為了滿足逆變電源的快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)和消除穩(wěn)態(tài)誤差，矢量控制應(yīng)運(yùn)而生，并成為高性能逆變電源未來發(fā)展方向之一[19]。同時(shí)，PI 控制理論成熟，設(shè)計(jì)方法簡單，常用于逆變器控制中，但是PI 控制方式無法對交流信號(hào)做到無穩(wěn)態(tài)誤差控制。

綜上所述，本文介紹了一種改進(jìn)的對稱三角載波，使得級(jí)聯(lián)H 橋逆變器相比于傳統(tǒng)的PD-PWM和CPS-PWM 調(diào)制策略，可以獲得更小的THD 值，提高輸出電壓基波含量。采用矢量控制策略，借助dq坐標(biāo)變換來實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的無差跟蹤控制。相對于其他控制方式，矢量控制具有設(shè)計(jì)流程簡單、設(shè)計(jì)參數(shù)少、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、穩(wěn)態(tài)性能好等優(yōu)點(diǎn)。以CHB 十一電平逆變器為例，比較了傳統(tǒng)PD-PWM調(diào)制算法和改進(jìn)的PD-PWM 調(diào)制算法，采用矢量控制策略，進(jìn)行了仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證。

2 CHB 電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制算法

2.1 CHB 五單元逆變電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

單相級(jí)聯(lián)H 橋五單元逆變電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖1 所示，該拓?fù)涫怯? 個(gè)獨(dú)立的級(jí)聯(lián)H 橋單元和LC 濾波電路組合而成。圖1 中Sij為帶續(xù)流二極管的級(jí)聯(lián)H 橋逆變器的橋臂。單個(gè)H 橋單元的直流供電電壓均為Vdc，L為濾波電感，C為濾波電容，ZL為負(fù)載阻抗。級(jí)聯(lián)逆變橋輸出方波電壓為νinv，逆變器輸出電壓為5 個(gè)級(jí)聯(lián)H 橋輸出電壓的疊加之和，經(jīng)LC 濾波器后輸出電壓和輸出電流分別為ν、iL。

圖1 單相級(jí)聯(lián)H 橋逆變電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

為了方便分析，定義各級(jí)聯(lián)H 橋的開關(guān)函數(shù)為Si，根據(jù)CHB 多電平逆變器的工作原理可知，開關(guān)函數(shù)Si取值方式如下

式中，i為級(jí)聯(lián)H 橋單元的序號(hào)數(shù)，則級(jí)聯(lián)逆變橋輸出方波電壓νinv可以表示為

式中，u為調(diào)制信號(hào)的控制周期平均值，u∈(-1,1)，根據(jù)圖1 和基爾霍夫電壓電流定律，級(jí)聯(lián)逆變電源的動(dòng)態(tài)微分方程可以描述為

2.2 CHB 五單元逆變電源調(diào)制算法

級(jí)聯(lián)H 橋多電平逆變器中輸出電壓電平的數(shù)量與級(jí)聯(lián)單元個(gè)數(shù)n的表述關(guān)系如式(5)所示，在m電平逆變器中，對于基于恒定載波頻率的PD-PWM，調(diào)制度Ma和載波比Mf定義為

式中，Am為正弦調(diào)制波的幅值，Ac為三角載波的幅值。

對于圖1 所示的5 單元11 電平逆變器，PD-PWM 的原理如圖2 所示。由圖2 可知，調(diào)制共需要10 個(gè)頻率、幅值、相位完全相同的三角形載波與正弦參考信號(hào)進(jìn)行比較，以生成正弦PWM 信號(hào)。當(dāng)參考信號(hào)大于載波信號(hào)時(shí)，則與該載波信號(hào)相對應(yīng)的功率器件接通，級(jí)聯(lián)單元i對應(yīng)的載波ucri+與ucri-對稱分布于時(shí)間軸兩側(cè)；uref為正調(diào)制波。多電平總輸出電壓為5 個(gè)級(jí)聯(lián)H 橋功率單元輸出之和的疊加，其示意圖如圖2 所示。

圖2 PD-PWM 原理圖

根據(jù)雙重傅里葉分析理論，任何基于載波的PWM 調(diào)制算法，其輸出波形的通用諧波可表示為

對于一般的PWM 調(diào)制算法，式(9)的系數(shù)是通過雙重傅里葉積分得到的。式中，x=ωct，y=ω0t因此， 式(9) 中的諧波形式可以表示為pωct+qω0t(ωc為載波角頻率，ω0為基波角頻率)，并存在以下三種情況。

(1) 當(dāng)p=0，q≠0 時(shí)，q0ω為基波或諧波。

(2) 當(dāng)p≠0，q=0 時(shí)，pcω為載波以及載波倍數(shù)的諧波。

(3) 當(dāng)p≠0，q≠0 時(shí)，pωct+qω0t為載波倍數(shù)的邊帶諧波。

根據(jù)上述通用諧波表達(dá)式，應(yīng)用雙重傅里葉分析，可以得到5 單元11 電平逆變器中PD 調(diào)制算法的諧波解析表達(dá)式為

式中，由于Am為常數(shù)，C、C1、C2為關(guān)于貝塞爾函數(shù)的表達(dá)式，所以PD 調(diào)制算法的諧波含量主要包括奇次載波倍數(shù)的諧波、偶次載波倍數(shù)的奇次邊帶諧波、奇次載波倍數(shù)的偶次邊帶諧波。

綜上所述，載波形狀可以決定多電平輸出波形中諧波的存在。若能夠減小載波諧波以及邊帶諧波含量，則可以降低輸出電壓諧波含量。所使用的載波是兩種波形的組合，其中上半部分為三角形，下半部分為梯形。在文獻(xiàn)[20]所提載波的基礎(chǔ)上，保證輸出側(cè)多電平電壓波形THD 含量最優(yōu)的情況下，對載波在時(shí)間軸上和縱軸上的各部分比例進(jìn)行了重組。重組后的改進(jìn)載波相比于傳統(tǒng)三角載波調(diào)制可以使CHB 逆變器獲得更好的輸出電能質(zhì)量，減小輸出電壓波形畸變。改進(jìn)后的三角載波左右對稱，其中t1、t2、t3之間的時(shí)間間隔比為1∶5∶1。改進(jìn)后的表達(dá)式如式(11)所示，改進(jìn)效果如圖3 所示，其中A為改進(jìn)三角載波的幅值。圖4 所示為改進(jìn)后的載波移幅調(diào)制示意圖，其調(diào)制策略與圖2 類似，此處不再贅述。

圖3 改進(jìn)載波示意圖

圖4 改進(jìn)PD-PWM 原理圖

3 級(jí)聯(lián)H 橋逆變電源控制策略

3.1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)控制框圖

級(jí)聯(lián)逆變電源系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)控制框圖如圖5 所示，由于FFT 的輸入輸出都為復(fù)數(shù)，所以檢測到的輸出電壓ν與電流iL可以經(jīng)過FFT 變換生成兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的電壓αν、βν和電流Li α、Li β。然后通過αβ-dq變換將電壓αν、βν變換為dq坐標(biāo)系下的dν、qν；電流Li α、Li β變換為iLd、iLq。然后對電壓外環(huán)進(jìn)行PI 調(diào)節(jié)，電壓外環(huán)的輸出值作為電流PI 內(nèi)環(huán)的給定值，電流內(nèi)環(huán)的輸出電壓經(jīng)dq-αβ變換后作為調(diào)制電壓通過PD-PWM 控制級(jí)聯(lián)H 橋功率模塊輸出交流電壓，以實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制輸出電壓ν的目標(biāo)。

圖5 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)控制框圖

3.2 FFT 變換模塊

由于FFT 的輸入輸出都為復(fù)數(shù)，因此可以通過FFT 變換來虛擬出另外一相電壓，從而生成兩相靜止坐標(biāo)系，以輸出電壓變換為例，F(xiàn)FT 變換環(huán)節(jié)示意圖如圖6 所示。

圖6 FFT 變換示意圖

輸入方程為

輸出方程為

3.3 矢量控制系統(tǒng)描述

通過傅里葉變換，采用旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換矩陣來建立單相級(jí)聯(lián)逆變電源完整的矢量控制系統(tǒng)。

式(3)、式(4)在αβ坐標(biāo)系下可以改寫成

通過將式(14)的坐標(biāo)變換公式應(yīng)用到式(15)、式(16)中，并應(yīng)用鏈?zhǔn)角髮?dǎo)法則，可以得到在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型

利用式(14)的dq變換，對逆變電源交流輸出電壓的控制轉(zhuǎn)換成對直流輸出電壓的控制，在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行中，只需要控制d軸輸出電壓dν，所以令q軸輸出電壓qν=0。因此，式(17)、式(18)可以改寫成

在上面數(shù)學(xué)建模的基礎(chǔ)上進(jìn)行級(jí)聯(lián)H 橋逆變電源控制器的設(shè)計(jì)，控制器結(jié)構(gòu)由兩個(gè)軸組成。當(dāng)在q軸上跟蹤無功電流時(shí)，d軸跟蹤有功電流，每個(gè)軸都包含一個(gè)內(nèi)部電流回路和一個(gè)外部電壓回路以及補(bǔ)償項(xiàng)。與單閉環(huán)控制相比，使用雙閉環(huán)控制可以在負(fù)載變化時(shí)獲得快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

3.4 電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)

在逆變電源控制中，內(nèi)部電流環(huán)可以用于提供比電壓外環(huán)更快的瞬態(tài)響應(yīng)，并改善非線性負(fù)載下的輸出電壓THD 值。此外，該內(nèi)環(huán)構(gòu)成一個(gè)固有的限流器，用于保護(hù)轉(zhuǎn)換器。它可以被視為具有獨(dú)立極點(diǎn)的正向路徑傳遞函數(shù)。內(nèi)部電流控制回路設(shè)計(jì)包括補(bǔ)償項(xiàng)Cidq和控制變量。根據(jù)式(17)，按以下方式推導(dǎo)

對于d軸和q軸，電感電流和控制變量之間的傳遞函數(shù)為

通過使用比例調(diào)節(jié)器，內(nèi)環(huán)的結(jié)構(gòu)可以表示為

取時(shí)間常數(shù)iτ為0.000 1，則

式中，iτ是時(shí)間常數(shù)，K是比例系數(shù)，是輸出電流的參考值。

所設(shè)計(jì)內(nèi)部電流環(huán)的控制框圖如圖7 所示。

圖7 電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)控制框圖

3.5 電壓外環(huán)設(shè)計(jì)

為了確保恒定的輸出電壓ν dq，本文為d軸和q軸設(shè)計(jì)了外部電壓控制回路。為了設(shè)計(jì)電壓控制器，需要得到電壓補(bǔ)償項(xiàng)系數(shù)Cνd和Cνq，為了得到這兩個(gè)系數(shù)，建立了以下方程式

各軸的傳遞函數(shù)表示為

通過使用比例積分PI 調(diào)節(jié)器，電壓外環(huán)的結(jié)構(gòu)可以表示為

積分時(shí)間常數(shù)iτ可通過式(30)計(jì)算獲得

式中，nω是系統(tǒng)最小截止頻率，ζ是阻尼系數(shù)；Kp值可按如下方式確定

電壓內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖8 所示。

圖8 電壓外環(huán)結(jié)構(gòu)控制框圖

3.6 控制策略簡化圖

由圖5 可以看出，電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)都需要d軸和q軸進(jìn)行控制器的設(shè)計(jì)，而且ud和uq之間互相影響，這在軟件上就增加了設(shè)計(jì)的復(fù)雜性，且在受到擾動(dòng)時(shí)，需要對d軸和q軸分別進(jìn)行控制，此時(shí)系統(tǒng)穩(wěn)定性就會(huì)降低，穩(wěn)態(tài)精度不高，出現(xiàn)一定的穩(wěn)態(tài)誤差。為克服上述存在的問題，對圖5 所示的控制策略進(jìn)行簡化。

從式(20)中可以明顯看出，Lω iLd的值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于5Vdc的值，因此，在q軸上產(chǎn)生的uq可以忽略。此外，又經(jīng)過多次仿真測試證明，在沒有電壓q軸分量的情況下，dq控制器可以獲得更快的收斂速度、更高的穩(wěn)定性和更小的振蕩。根據(jù)圖7 和圖8 的結(jié)構(gòu)控制框圖，圖5 可以簡化為圖9。

圖9 級(jí)聯(lián)H 橋逆變電源簡化控制系統(tǒng)框圖

圖9 中輸出電壓ν經(jīng)過FFT 變換、αβ-dq坐標(biāo)變換得到輸出電壓dν，與電壓外環(huán)給定電壓dν′ 經(jīng)過PI 控制得到輸出電流icd，然后與輸出電流iLd進(jìn)行疊加得到電壓內(nèi)環(huán)參考電流di′，然后將其與電流內(nèi)環(huán)輸出電流進(jìn)行作差后，經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器控制輸出，與電流補(bǔ)償項(xiàng)Cid進(jìn)行疊加得到內(nèi)環(huán)控制量ud，ud經(jīng)過dq/αβ變換得到內(nèi)環(huán)調(diào)制電壓uref，調(diào)制電壓通過PD-PWM 方法控制級(jí)聯(lián)H 橋模塊輸出交流電壓，從而達(dá)到閉環(huán)控制輸出電壓ν的目標(biāo)。

4 仿真及試驗(yàn)結(jié)果分析

4.1 仿真及結(jié)果分析

為了驗(yàn)證所提改進(jìn)三角載波PD-PWM 調(diào)制算法和所提控制策略的可行性，根據(jù)圖9 搭建了輸出功率等級(jí)為20 kV·A 單相級(jí)聯(lián)H 橋大功率逆變電源仿真模型。相關(guān)參數(shù)設(shè)置如下：級(jí)聯(lián)H 橋直流側(cè)電壓Vdc=200 V，輸出負(fù)載電壓峰值為 900 V(AC)/50 Hz，電感L=1.06 mH，電容C=2.65 μF，等效開關(guān)頻率fsw=60 kHz。外環(huán)調(diào)節(jié)器的PI 參數(shù)：kp1=0.2，ki1=0.4；內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器的P 參數(shù)：kp2=0.010 6。

圖10 為CHB 型逆變電源在上述仿真條件下的輸出電壓波形圖，逆變器輸出電壓νinv為11 電平PWM 波形，滿足式(5)。

圖10 逆變器輸出電壓仿真波形

圖11 所示為在Ma=1，Mf=20 條件下傳統(tǒng)三角載波與所采用的改進(jìn)三角載波PD-PWM 調(diào)制的逆變器輸出電壓頻譜對比圖；圖12 為CHB 逆變電源采用傳統(tǒng)PD-PWM、改進(jìn)PD-PWM 調(diào)制和傳統(tǒng)CPS-PWM 調(diào)制技術(shù)時(shí)，輸出電壓THD 值隨調(diào)制度變化的對比曲線圖。由圖11 和圖12 可知，所提改進(jìn)載波PD-PWM 調(diào)制可以在全調(diào)制度范圍內(nèi)降低輸出電壓波形的THD 含量，在Ma=1，Mf=20 條件下提高了基波電壓值含量，驗(yàn)證了所提改進(jìn)載波移幅調(diào)制策略的可行性。

圖11 改進(jìn)載波逆變器輸出電壓以及頻譜對比圖

圖12 逆變器調(diào)制度Ma 與輸出電壓THD 的關(guān)系

在非線性負(fù)載(負(fù)載為電阻R=20 Ω 與二極管串聯(lián))情況下，CHB 逆變電源輸出電壓、電流波形如圖13 所示，由于二極管具有單向?qū)щ娦?，在?fù)半周期內(nèi)，負(fù)載輸出電壓仍能夠快速、準(zhǔn)確地跟蹤目標(biāo)輸出電壓，并對負(fù)載輸出電壓波形進(jìn)行了諧波分析，可以看出在非線性負(fù)載情況下，逆變電源仍然能夠快速且無穩(wěn)態(tài)誤差地跟蹤目標(biāo)參考電壓。

圖13 非線性負(fù)載輸出電壓、電流仿真波形

逆變電源在0.045 s 時(shí)刻由空載階躍變?yōu)?0 Ω的情況下，所提矢量控制與傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)仿真波形對比，以及d軸負(fù)載電流波形變化如圖14所示。由圖14 可以看出，采用傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制策略時(shí)，輸出電壓與給定電壓存在一定的差值，差值為12 V，而所提控制策略在負(fù)載突變時(shí)仍然能夠較好地跟蹤目標(biāo)電壓，沒有靜差。

圖14 逆變電源負(fù)載突變時(shí)輸出電壓、電流波形

各個(gè)H 橋直流側(cè)電壓在0.045 s 時(shí)刻由200 V變?yōu)?10 V 的情況下，輸出電壓與給定電壓的矢量控制與傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制輸出波形對比如圖15 所示。由圖15 可以看出，在直流側(cè)電壓波動(dòng)情況下，在所提控制策略下輸出電壓能夠在一定誤差范圍內(nèi)跟蹤目標(biāo)電壓值，相對誤差率約為0.56%，大約在0.08 s 時(shí)刻達(dá)到穩(wěn)態(tài)，無穩(wěn)態(tài)誤差。然而對于傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略，輸出電壓跟蹤目標(biāo)電壓值時(shí)出現(xiàn)了較大的誤差，相對誤差率約為5.22%。

圖15 逆變電源電源電壓波動(dòng)變化時(shí)對比圖

4.2 試驗(yàn)及結(jié)果分析

為了驗(yàn)證所提調(diào)制算法和控制策略的有效性，搭建了單相級(jí)聯(lián)H 橋大功率逆變電源的試驗(yàn)樣機(jī)，試驗(yàn)主電路參數(shù)如表1 所示。

表1 試驗(yàn)主電路參數(shù)

非線性負(fù)載(二極管整流型負(fù)載)、負(fù)載突變(由空載變?yōu)闈M載)、直流側(cè)電壓波動(dòng)下的試驗(yàn)波形如圖16 所示。圖16a～16c 為CHB 逆變電源在非線性負(fù)載時(shí)、負(fù)載突變情況下、直流側(cè)電壓波動(dòng)情況下的輸出電壓、電流波形。

圖16 整流型負(fù)載、階躍負(fù)載、電壓波動(dòng)下的試驗(yàn)波形

由圖16 可以看出，試驗(yàn)波形與仿真波形沒有較大差別，驗(yàn)證了所提簡化控制策略在非線性負(fù)載時(shí)也能保持快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，在負(fù)載由空載階躍為滿載情況下(0 Ω 變?yōu)?0 Ω)，仍然能夠準(zhǔn)確快速地跟蹤目標(biāo)電壓，調(diào)節(jié)時(shí)間小于交流電壓周期的1/6；在直流側(cè)電壓由200 V 階躍為210 V 時(shí)刻，電壓只有微小的增加，而且可以在短時(shí)間內(nèi)快速恢復(fù)，進(jìn)一步說明了所提簡化控制策略的有效性。

改進(jìn)載波PD-PWM 調(diào)制算法(Ma=1 ，Mf=20 )條件下，應(yīng)用于五單元級(jí)聯(lián)H 橋逆變器時(shí)逆變器輸出電壓的主要諧波含量與傳統(tǒng)載波PD-PWM 策略的對比結(jié)果如表2 所示。

表2 輸出電壓諧波含量對比表

由表2 可以看出，采用改進(jìn)載波移幅調(diào)制時(shí)級(jí)聯(lián)逆變器輸出電壓中的載波諧波(1 kHz)以及邊帶諧波含量有所降低，基波電壓值含量有所提高，驗(yàn)證了改進(jìn)PD-PWM 調(diào)制算法的有效性。

5 結(jié)論

以單相級(jí)聯(lián)H 橋大功率逆變電源作為研究對象，主要得到如下結(jié)論。

(1) 改進(jìn)的載波移幅調(diào)制可以在全調(diào)制度范圍內(nèi)，降低級(jí)聯(lián)逆變器的總輸出電壓的THD 值，提高基波電壓。

(2) 提出矢量控制策略，利用坐標(biāo)變換將合成的電壓矢量、電流矢量在dq坐標(biāo)系下進(jìn)行閉環(huán)控制，并給出了所提控制策略的簡化模型，對負(fù)載側(cè)擾動(dòng)、直流側(cè)電源電壓擾動(dòng)有著較好的抗擾動(dòng)能力，在非線性負(fù)載情況下，仍能實(shí)現(xiàn)無誤差地跟蹤目標(biāo)參考電壓。仿真和試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提調(diào)制算法和控制策略的正確性和有效性。