王鹿軍, 張書燁, 趙思鋒, 梁艷召, 張建平, 王曉光

(1.湖北工業(yè)大學 太陽能高效利用及儲能運行控制湖北省重點實驗室,湖北 武漢 430068; 2.華中科技大學 電氣與電子工程學院,湖北 武漢 430074; 3.河北省高速飛輪儲能與節(jié)能技術(shù)重點實驗室,盾石磁能科技有限責任公司,河北 石家莊 050800; 4.西嶺磁能科技正定有限責任公司,河北 石家莊 050800)

0 引 言

近年來,飛輪儲能以其高功率密度、高響應速度等優(yōu)點,得到了專家學者的廣泛關(guān)注,并在國外地鐵網(wǎng)絡中得到了示范應用[1-3]。然而,國外地鐵供電網(wǎng)多為直流750 V電制,我國地鐵多為直流1 500 V電制,瞬時浪涌可高達2 000 V,因此,飛輪儲能系統(tǒng)應用于國內(nèi)地鐵網(wǎng)絡中需要提高電壓等級[4-5]。另外,通過提高飛輪轉(zhuǎn)動慣量和飛輪轉(zhuǎn)速可以提高飛輪儲能容量,但轉(zhuǎn)動慣量過大會造成飛輪體積、質(zhì)量的大幅提升,給軸承結(jié)構(gòu)和安裝布置帶來巨大壓力,所以提高飛輪轉(zhuǎn)速成為有效提升飛輪儲能容量的方法,但需要解決高速電機驅(qū)動難題[6-8]。

在兩電平變換器驅(qū)動高速無刷直流電機方面,文獻[9]提出一種基于電壓比例縮放諧波注入式脈寬調(diào)節(jié)方式,通過采取電壓比例縮放的方法,消除了電壓矢量計算角度偏差,提高了母線電壓利用率及高速電機的電流響應特性;文獻[10]提出了一種基于升壓拓撲的無刷直流電機電流控制策略,構(gòu)建了一種無需電感的升壓拓撲結(jié)構(gòu)用以驅(qū)動無刷直流電機,使驅(qū)動器的體積減小,并通過電流控制策略實現(xiàn)了無刷直流電機在換相區(qū)及非換相區(qū)內(nèi)平穩(wěn)的電流控制;文獻[11]提出一種基于虛擬三次諧波反電動勢和反電動勢功率因數(shù)同步頻率提取器的無位置傳感器控制與補償方案,該方法應用于無傳感器驅(qū)動的高速磁懸浮無刷直流電機,并采用基于反電動勢功率因數(shù)同步頻率提取器的補償方法對無刷直流電機的換相誤差進行主動補償,解決了高速無刷直流電機驅(qū)動系統(tǒng)中的換相誤差問題;文獻[12]提出了一種基于新型控制技術(shù)的內(nèi)裝式永磁無刷直流電機轉(zhuǎn)矩脈動以及開關(guān)頻率降低方式,通過引入一種新的電流波形作為控制電機的參考,在不增加計算復雜度和不改變電機定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的前提下降低了磁阻轉(zhuǎn)矩脈動的不利影響,并通過降低開關(guān)頻率的方式降低了開關(guān)損耗;文獻[13]提出了一種優(yōu)化懸浮繞組導通區(qū)間的方法,文中分析了懸浮繞組的導通規(guī)律及轉(zhuǎn)矩繞組加載對懸浮力脈動的影響,通過進一步優(yōu)化懸浮繞組導通區(qū)間的方式,在理論層面使無軸承無刷直流電機的懸浮優(yōu)化控制得到支持;文獻[14]提出了一種直流環(huán)節(jié)電壓快速控制策略,該策略取代了傳統(tǒng)的直流電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)級聯(lián)策略,無中間電流環(huán),設計了一種擴展狀態(tài)觀測器來觀測總擾動,并提出了一種補償速度變化和總擾動的控制方式,保證了飛輪儲能系統(tǒng)中的高速同步電機在寬工作范圍內(nèi)的快速動態(tài)性能。上述研究有效解決了高速無刷直流電機的控制問題,但由于兩電平變換器功率器件多為1 700 V以下,3 300 V及以上功率等級器件成本將大幅提高,這導致包含無刷直流電機的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動系統(tǒng)的電壓等級無法簡單提升,在我國地鐵直流供電網(wǎng)中難以安全驅(qū)動。

在三電平變換器驅(qū)動無刷直流電機方面,文獻[15]提出一種利用改進型單端初級電感轉(zhuǎn)換器和NPC型三電平逆變器降低無刷直流電機換相轉(zhuǎn)矩脈動的方法,通過減少轉(zhuǎn)矩脈動提高無刷直流電機驅(qū)動系統(tǒng)的性能;文獻[16]在分析兩電平直接轉(zhuǎn)矩控制方案的基礎(chǔ)上提出一種無刷直流電機三電平直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)方案,該方案將定子磁鏈改為十二邊形,使磁鏈幅值的變化減少,電機轉(zhuǎn)矩脈動得到有效降低;文獻[17]提出一種無刷直流電機轉(zhuǎn)矩脈動抑制系統(tǒng)的CUK-NPC拓撲,由于傳統(tǒng)的直流電源在該拓撲中被CUK變換器取代,因此,輸出電壓范圍得到提高,轉(zhuǎn)矩脈動通過NPC型三電平逆變器和CUK-NPC拓撲控制策略進一步被抑制,實驗驗證了在無刷直流電機中應用該拓撲及控制策略能夠明顯抑制無刷電機的換相轉(zhuǎn)矩脈動;文獻[18]提出一種用于無刷直流電機的反向PWM驅(qū)動方案,該方案從理論上分析了用于無刷直流電機驅(qū)動的三相逆變器高壓側(cè)絕緣柵雙極晶體管的自舉電路,通過減小自舉電容的放電來避免欠壓閉鎖,實驗結(jié)果表明,該方案在保持自舉電容處于適當電壓水平的同時,對其可控性沒有限制。上述三電平變換器驅(qū)動無刷直流電機的研究均未涉及高速工況,無法驗證其是否適用于高速飛輪儲能系統(tǒng)。

上述文獻分別對基于兩電平變換器的高速無刷直流電機和基于三電平變換器的無刷直流電機進行了深入研究,但尚無直接應用于高壓高速磁懸浮飛輪驅(qū)動的方法論述。本文針對國內(nèi)地鐵額定1 500 V、40 000 r/min的高速磁懸浮飛輪儲能系統(tǒng)應用工況,提出基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪同步載波控制技術(shù),解決兩電平變換器難以適應高壓環(huán)境及三電平變換器難以驅(qū)動高速電機的問題,并通過工程樣機驗證所提方法的有效性。

1 磁懸浮飛輪儲能系統(tǒng)工作原理

磁懸浮飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)組成如圖1所示。無刷直流電機在正常工作時,轉(zhuǎn)子上的霍爾元件將轉(zhuǎn)子位置信號反饋給控制單元,控制單元經(jīng)計算后向驅(qū)動電路發(fā)送控制信號,改變逆變電路的運行狀態(tài),從而驅(qū)動飛輪加速或減速旋轉(zhuǎn),實現(xiàn)充放電[19]。

圖1 磁懸浮飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)組成

理想狀況下飛輪儲能系統(tǒng)容量關(guān)系為

(1)

其中:E為飛輪儲能系統(tǒng)容量;J為飛輪的轉(zhuǎn)動慣量;ω為飛輪的角速度。由式(1)可知,飛輪轉(zhuǎn)動時的動能與角速度的平方成正比,因此,提高飛輪的角速度能夠有效地提高飛輪儲能系統(tǒng)容量。由于飛輪轉(zhuǎn)子與電機轉(zhuǎn)子連軸,因此提高飛輪的角速度本質(zhì)是提高無刷直流電機轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速。

在無刷直流電機中,轉(zhuǎn)速計算為

(2)

其中:n為無刷直流電機的轉(zhuǎn)速;U為電機定子繞組實際電壓大小;I為電機繞組內(nèi)通過的實際電流大小;R為電路系統(tǒng)中包含電機的回路電阻大小;CE為電勢系數(shù);φ為勵磁磁通。由于無刷直流電機的型號確定時,其勵磁磁通和總電阻值一定,故提高無刷直流電機供電電壓能夠使其轉(zhuǎn)速提升[20-21]。

本文所用電機為三相星型無刷直流電機,以充電狀態(tài)(無刷直流電機作電動機)為例分析其數(shù)學模型,其等效電路如圖2所示。

圖2 三相無刷直流電機等效電路

無刷直流電機的變換器采用三相全橋開關(guān)電路、兩相導通模式,則在運行過程中,A相的電壓平衡方程式為

(3)

式中:r為定子每相繞組的電阻;ia為定子繞組中A相的相電流;L為定子每相繞組的自感;M為定子兩相繞組間的互感;ea為定子繞組的A相反電動勢;ua為定子繞組中A相的相電壓。由于三相對稱星形繞組中,三相電流的關(guān)系為ia+ib+ic=0,因此可得

(4)

由三相對稱可得另外兩相的電壓平衡方程式為:

(5)

(6)

在高速磁懸浮飛輪驅(qū)動系統(tǒng)中,無刷直流電機供電電壓由功率變換器提供,常采用兩電平結(jié)構(gòu)。驅(qū)動系統(tǒng)拓撲如圖3所示[22],其中每相包含2個IGBT(insulated gate bipolar transistor)和2個續(xù)流二極管,正常工作時采用兩相導通模式,每次換流在同一相的上下橋臂間進行,變換器輸出相電壓為±1/2Vdc,輸出線電壓為±Vdc,0,其中Vdc為直流母線電壓。

圖3 傳統(tǒng)兩電平變換器驅(qū)動系統(tǒng)拓撲

2 NPC型三電平變換器等效模型及中點電壓平衡分析

2.1 NPC型三電平變換器等效模型

為解決兩電平飛輪儲能系統(tǒng)在地鐵1 500 V電制中導通管耐壓過高的問題,本文提出基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動系統(tǒng),拓撲結(jié)構(gòu)如圖4所示,其中Vdc為直流母線電壓,an、bn、cn為變換器輸出相電壓的位置,P、O、N分別為變換器的正極、分壓電容中點、負極,S1～S12為12個IGBT,D1～D12為續(xù)流二極管,D1′～D6′為6個箝位二極管。由于NPC型三電平變換器每相IGBT數(shù)量增加,輔以合理控制,能承受比兩電平變換器更高的電壓等級。

圖4 基于NPC型三電平變換器的飛輪驅(qū)動系統(tǒng)拓撲

IGBT在不同導通組合下,NPC型三電平變換器能夠輸出的相電壓為:±1/2Vdc,0;能夠輸出的線電壓為:±1/2Vdc,±Vdc,0。忽略IGBT二極管導通壓降,并規(guī)定由變換器流向磁懸浮飛輪的電流方向為正向,則在變換器中,每相導通狀態(tài)有“1”、“0”、“-1”三種,“1”狀態(tài)表示該相輸出相電壓為1/2Vdc;“0”狀態(tài)表示該相輸出相電壓為0;“-1”狀態(tài)表示該相輸出相電壓為-1/2Vdc。以A相為例分析每種導通狀態(tài)下,變換器的IGBT狀態(tài)與輸出相電壓:

1)在“1”狀態(tài)下,S1、S2導通,S3、S4關(guān)斷。若電流為正向,則經(jīng)S1、S2流向an,此時A相輸出相電壓為1/2Vdc;若電流為負向,則由an經(jīng)D1、D2注入P,A相輸出相電壓仍為1/2Vdc;

2)在為“0”狀態(tài)下,S2、S3導通,S1、S4關(guān)斷。若電流方向為正,則電流經(jīng)D1′與S2流向an,由于此時輸出端電位與O點等電位,因此A相輸出相電壓為0;若電流方向為負,則電流由an經(jīng)S3與D2′注入O,A相輸出相電壓仍為0;

通過建立NPC型三電平變換器換相前電路穩(wěn)態(tài)和換相瞬間的等效數(shù)學模型,可分析其輸出線電壓和其對應電流的關(guān)系。

由于變換器輸出線電壓為-Vdc和-1/2Vdc的分析方法與輸出線電壓為Vdc和1/2Vdc一致,因此僅選擇變換器輸出線電壓在Vdc、0及1/2Vdc三種狀態(tài)、且每種狀態(tài)僅選一種典型工況建立等效數(shù)學模型,其他類似工況不作一一分析。若NPC型三電平變換器處于兩相導通模式,初始導通相為A相和B相,換相后導通相為A相和C相,電流由變換器到磁懸浮飛輪為正向。

2.1.1 換相前電路狀態(tài)

1)當A相處于“1”狀態(tài)、B相處于“-1”狀態(tài)時,S1、S2、S7、S8導通,其他關(guān)斷,此時變換器輸出線電壓為Vdc,且ia=ib,輸出線電壓和定子電流的關(guān)系化簡后為

(7)

2)當A、B兩相均為“0”狀態(tài)時,等效電路如圖5所示,此時變換器輸出線電壓為0,且ia=ib,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖5 換相前輸出線電壓為0時NPC型三電平變換器 等效電路

(8)

3)A相處于“1”狀態(tài)、B相處于“0”狀態(tài)時,S1、S2、S6、S7導通,其他關(guān)斷,此時等效電路如圖6所示,變換器輸出線電壓為1/2Vdc,且ia=ib,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖6 換相前輸出線電壓為1/2Vdc時NPC型三電平變換器等效電路

(9)

2.1.2 換相瞬間狀態(tài)

插穗的生長年限決定其體內(nèi)的營養(yǎng)物質(zhì)積累和木質(zhì)化程度。1年生莖可能由于生長時間較短，養(yǎng)分存儲不足，加上髓部較大，所含粘液較多而容易腐爛。所以多年生的插穗成活率普遍比1年生莖高，且根系平均長度、根叢數(shù)量、新生幼枝平均長度整體上都比1年生莖的表現(xiàn)出明顯優(yōu)勢。但如果選取過于老化的枝條，其內(nèi)源生長素會逐漸減低，細胞的再生能力也會逐漸降低，所以其生根能力和成活率也會降低，故在實際生產(chǎn)中，小花清風藤扦插繁殖建議剪取2～4年生的枝條作為插穗最適宜。

1)當A相處于“1”狀態(tài)、C相處于“-1”狀態(tài)時,變換器輸出線電壓為Vdc,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

(10)

2)當A、B兩相均為“0”狀態(tài)時,變換器輸出線電壓為0,等效電路如圖7所示,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖7 換相瞬間輸出線電壓為0時NPC型三電平變換器的等效電路

(11)

3)A相處于“1”狀態(tài)、C相處于“0”狀態(tài)時,變換器輸出線電壓為1/2Vdc,等效電路如圖8所示,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖8 換相瞬間輸出電壓為1/2Vdc時NPC型三電平變換器等效電路

(12)

2.2 中點電壓平衡分析

1)電機導通相為“1”狀態(tài)或“-1”狀態(tài):

(a)S1、S2導通且S5、S6導通,其他均關(guān)斷,此時Vab=0;

(b)S1、S2導通且S7、S8導通,其他均關(guān)斷,此時Vab=Vdc;

(c)S3、S4導通且S5、S6導通,其他均關(guān)斷,此時Vab=-Vdc;

(d)S3、S4導通且S7、S8導通,其他均關(guān)斷,此時Vab=0;

2)電機導通相均為“0”狀態(tài):

S2、S3導通且S6、S7導通,其他均關(guān)斷,此時Vab=0;

3)電機導通相中,其中一相為“1”狀態(tài),另一相為“0”狀態(tài):

4)電機導通相中,其中一相為“-1”狀態(tài),另一相為“0”狀態(tài):

為避免三電平變換器中點電壓不平衡導致輸出波形畸變,應通過等效電壓的合理選擇來控制輸出波形。上述分析可知,第1、2類工況對中點電壓無影響,第3、4類工況對中點電壓有較大影響。由于第3、4類工況均能在相電壓上產(chǎn)生兩種相反的電壓,即在確定目標相電壓后,可根據(jù)中點電壓的偏離情況有目的的選擇第3或第4類工況,從而控制中點電壓趨向平衡。由于同步載波控制中,輸出電平在每個開關(guān)周期內(nèi)保持不變,因此該控制方式對中點電壓有較大控制力,中點電壓平衡情況較常用的SVPWM控制更好。

3 同步載波調(diào)制

高速磁懸浮飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)可分為加速過程和減速過程兩個工作狀態(tài),以下將以加速過程為例,詳細分析同步載波控制技術(shù)如何實現(xiàn)對飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)的控制,以及該方式對飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)性能的影響。

3.1 加速過程

飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)處于加速狀態(tài)時,NPC型三電平變換器采用傳統(tǒng)的PID控制作為頂層控制策略,驅(qū)動系統(tǒng)框圖如圖9所示。

圖9 驅(qū)動系統(tǒng)控制框圖

利用優(yōu)化的同步載波調(diào)制技術(shù)進行變換器輸出電壓的調(diào)制,即PWM周期與1/6轉(zhuǎn)速周期同步,每1/6轉(zhuǎn)速周期只發(fā)一個脈沖。該方法首先確定變換器的導通相,然后對輸出電壓進行調(diào)制。

3.1.1 確定變換器的導通相

在無刷直流電機中,將360°電角度平均劃分為六個扇區(qū),0°～60°為第1扇區(qū),60°～120°為第2扇區(qū),120°～180°為第3扇區(qū),180°～240°為第4扇區(qū),240°～300°為第5扇區(qū),300°～360°為第6扇區(qū),不同的扇區(qū)對應不同的導通相[24-25]。霍爾元件檢測轉(zhuǎn)子所在位置,同步載波控制方式控制轉(zhuǎn)子所在扇區(qū)對應相IGBT的通斷。處于加速過程的無刷直流電機中定子繞組電流可經(jīng)式4、5、6變換得到:

(13)

由于同步載波控制時,霍爾元件的上升沿或下降沿超前空載相反電動勢零點30°,為使繞組電流的基波與空載相反電動勢同相位,無刷電機需要提前換相[26]。使繞組電流的基波與空載相反電動勢同相位的每相電壓超前角α與電機旋轉(zhuǎn)角速度及定子電流的關(guān)系為:

(14)

其中ω為電機旋轉(zhuǎn)角速度;Ke為反電動勢系數(shù)。將式(13)代入式(14),可得每相電壓與每相電壓超前角之間的關(guān)系為:

(15)

3.1.2 開關(guān)次序控制

表1 ut≤1/2ud時IGBT導通狀態(tài)表

表2 1/2ud

由前文分析可知,兩相導通模式下,一相為“±1”狀態(tài),另一相為“0”狀態(tài)時,中點電壓將產(chǎn)生偏移,此時同步載波調(diào)制方式為小矢量調(diào)制,無論哪一項處于“±1”狀態(tài),處于“0”狀態(tài)的導通相總會有一個開關(guān)管為調(diào)制開關(guān)管,輸出的偏移電壓因此得到調(diào)制,有效解決了中點電壓偏移問題。

3.1.3 開關(guān)頻率優(yōu)化

圖10 PWM控制時序圖

由上述分析可知,同步載波控制技術(shù)通過控制NPC型三電平逆變器的開關(guān)次序,實現(xiàn)了對輸出電壓的調(diào)制。此外,由于對調(diào)制信號進行了平移疊加,三電平逆變器的開關(guān)次數(shù)減少了50%,從而使開關(guān)損耗有效降低,因此同步載波控制技術(shù)能夠從開關(guān)次序、開關(guān)損耗這兩方面提高三電平逆變器的性能。

由式(2)可知,輸出電壓將影響無刷直流電機的轉(zhuǎn)速,因此同步載波控制技術(shù)通過對輸出電壓進行調(diào)制,使輸出波形的畸變率更小,有效提升了無刷直流電機驅(qū)動系統(tǒng)的穩(wěn)定性,從而使飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)能夠在大功率充放電工況下穩(wěn)定運行。

3.1.4 轉(zhuǎn)矩脈動

無刷直流電機定子繞組換流會產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動,高速飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩與每相反電動勢及相電流的關(guān)系為

Te=(eaia+ebib+ecic)/ω。

(16)

其中ω為無刷直流電機的角速度。由于同步載波控制技術(shù)只對輸出電壓和開關(guān)頻率進行調(diào)制,不會改變?nèi)酂o刷直流電機每相反電動勢和相電流的大小,因此該控制技術(shù)不會擴大轉(zhuǎn)矩脈動對高速飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)的影響。

3.2 減速過程

飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng)處于減速狀態(tài)時,采用能量回饋制動[27],并要求:1)當飛輪處于穩(wěn)定減速狀態(tài)時,直流母線電壓大于電機反電動勢;2)由于飛輪儲能系統(tǒng)處于能量回饋狀態(tài)時,電機在高速運行狀態(tài),并且電機反電動勢的電壓和頻率隨著飛輪減速會產(chǎn)生較大變化,因此一般要求飛輪轉(zhuǎn)速降至50%額定轉(zhuǎn)速時仍能實現(xiàn)能量回饋。

無刷直流電機回饋制動控制方式仍為優(yōu)化的同步載波控制,工作原理與多重交錯boost工作原理相同,IGBT導通狀態(tài)與加速狀況下類似,在此不作贅述。

4 實驗結(jié)果

為驗證基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動系統(tǒng)的性能,設計了如圖11所示的實物樣機,在樣機上進行了飛輪驅(qū)動系統(tǒng)性能測試。該實驗平臺包含控制柜、飛輪本體、示波器等,控制柜可實現(xiàn)飛輪本體的控制,示波器反映輸出波形。實驗選取60 kW與200 kW進行充放電測試,高速磁懸浮飛輪功率密度參數(shù)如表3所示。

表3 飛輪儲能系統(tǒng)參數(shù)表

圖11 高速磁懸浮飛輪系統(tǒng)樣機

三電平飛輪驅(qū)動系統(tǒng)在60 kW下的充放電實驗分別如圖12(a)、圖12(b)所示,圖中通道1、2、3分別為A、B、C相的電流,通道4為直流電流。

圖12 60 kW充放電實驗波形

在200 kW下的充放電實驗分別如圖13(a)、圖13(b)所示。

圖13 200 kW下充放電實驗波形

從圖12、圖13的充放電實驗波形圖中可知:充放電實驗中三相電流波形均滿足實際要求,且200 kW下的充放電波形的諧波比60 kW下的充放電波形的諧波含量更小,即充放電功率越大,A、B、C相電流波形越穩(wěn)定;在NPC型三電平變換器的作用下,無刷直流電機的轉(zhuǎn)速可達近40 000 r/min,高速磁懸浮飛輪儲能系統(tǒng)可在200 kW下充放電時運行穩(wěn)定。通道4表示的直流電流在放電實驗中表現(xiàn)出交流特性,其原因是本次實驗負載采用電阻型負載。

通過飛輪樣機測試了所提出的高速磁懸浮飛輪儲能系統(tǒng)在不同運行功率下的充放電效率,實驗數(shù)據(jù)如表4所示。

表4 不同功率下樣機充放電效率

由表4可知,高速磁懸浮飛輪儲能系統(tǒng)的運行功率越大,充放電效率越高。

實驗中,飛輪樣機在額定200 kW下充放電時,轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓值的關(guān)系分別如圖14、圖15所示。

圖14 充電時轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓實驗數(shù)據(jù)擬合圖

圖15 放電時轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓實驗數(shù)據(jù)擬合圖

由飛輪樣機在額定200 kW下充放電時,轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓關(guān)系得出以下結(jié)論:1)充電時直流母線電壓總體呈下降趨勢,能量儲存在飛輪中;放電時直流母線電壓總體呈上升趨勢,飛輪釋放能量;2)充放電過程中三電平變換器上下橋臂電壓時刻保持平衡,未發(fā)生電壓偏移現(xiàn)象。

5 結(jié) 論

本文構(gòu)建了基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動系統(tǒng)。通過對無刷直流電機建模,分析出飛輪驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速提升的方式,利用同步載波控制方式實現(xiàn)了對高速無刷直流電機的平穩(wěn)控制,設計實物樣機驗證了所提方法的可行性。相比于一般的飛輪儲能驅(qū)動系統(tǒng),本文所提方法在轉(zhuǎn)速和電壓等級上均實現(xiàn)了較大提升,對飛輪儲能系統(tǒng)在地鐵等高壓高速場合下的應用具有重要價值,具體為:

1)設計了基于常規(guī)1 700 V器件的NPC型變換器,提高了飛輪儲能系統(tǒng)的電壓等級,充放電過程中點電壓時刻平衡,可安全運行在地鐵1 500 V供電網(wǎng)絡中;

2)提出了同步載波控制方法,實現(xiàn)了高速飛輪電機的加減速控制,優(yōu)化了IGBT的開關(guān)損耗,使系統(tǒng)可穩(wěn)定運行在額定1 500 V、40 000 r/min參數(shù)附近。