郭仲杰，邱子憶，李夢(mèng)麗，盧滬，劉楠

（西安理工大學(xué) 自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西，西安 710048）

近年來(lái)，便攜式消費(fèi)類電子產(chǎn)品的深入發(fā)展對(duì)DC-DC 提出了更高的要求，電流模DC-DC 因具有較好的瞬態(tài)響應(yīng)能力、較高的轉(zhuǎn)化效率而被廣泛應(yīng)用[1].

理想的DC-DC 變換器在負(fù)載電流允許的范圍內(nèi)可以始終保證輸出電壓的穩(wěn)定.可實(shí)際上，DC-DC 變換器能夠及時(shí)響應(yīng)負(fù)載電流變化的能力是有限的，在負(fù)載電流發(fā)生突變時(shí)，電感電流總是滯后于負(fù)載電流的變化，從而導(dǎo)致輸出電壓過沖或者跌落[2-3].如果這種響應(yīng)非常慢則會(huì)導(dǎo)致過沖或者跌落電壓過大，這樣便會(huì)影響到負(fù)載模塊的功能甚至性能劣化.DING 等[4]采用了COT 控制模式，在10 MHz 的開關(guān)頻率下將負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的恢復(fù)時(shí)間降低至3.5 μs 并且擁有更小的面積，但是由于電感電流與輸出電壓的異相（通常為幾十ns）還需額外設(shè)計(jì)高帶寬快速響應(yīng)的電感電流采樣電路，給設(shè)計(jì)帶來(lái)巨大挑戰(zhàn)；CHIU等[5]基于Buck 變換器提出了自適應(yīng)時(shí)鐘控制以改變負(fù)載瞬態(tài)時(shí)的時(shí)鐘頻率，該方法沒有考慮反饋電壓的紋波，在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)時(shí)鐘頻率不固定會(huì)帶來(lái)EMI干擾，同時(shí)除Buck 變換器的非最小相位系統(tǒng)存在的RHP (right half plane)會(huì)極大限制帶寬，僅改變時(shí)鐘頻率在非最小相位系統(tǒng)對(duì)瞬態(tài)響應(yīng)的改善十分有限；TONG 等[6]提出了基于電荷泵的SIMO (single inductor multiple output)的變換器，其僅僅使用單個(gè)電感即可實(shí)現(xiàn)升壓或降壓的功能，這對(duì)多電源的集成電路系統(tǒng)是有利的，通過調(diào)整傳統(tǒng)的功率級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)消除了RHP 的影響，在負(fù)載電流發(fā)生較小變化時(shí)效果很明顯，但是當(dāng)負(fù)載電流發(fā)生較大變化時(shí)，反饋環(huán)路很難迅速使得占空比達(dá)到飽和（占空比為1 或0）；ZENG 等[7]采用的整體系統(tǒng)工作在100 MHz 的頻率下，電感和負(fù)載電容均做到nH 和nF 級(jí)別，這對(duì)高集成度是非常有利的，整體芯片面積僅有1 mm2，該系統(tǒng)通過輔助SAR-ADC 控制可編程電流泵電路對(duì)輸出電容器進(jìn)行充放電，大幅減小了恢復(fù)時(shí)間，但是由于SAR-ADC 的采樣與量化時(shí)間使得檢測(cè)較慢，所以會(huì)引起更大的過沖電壓.雖然高頻工作可大幅降低外圍器件的面積，但是額外引入的電荷泵在系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)不工作又造成了面積的浪費(fèi).

針對(duì)以上研究進(jìn)展的弊端，為了提升脈沖寬度調(diào)制（PWM）峰值電流模DC-DC 的瞬態(tài)響應(yīng)能力，本文在傳統(tǒng)峰值電流模架構(gòu)的基礎(chǔ)上，一方面借鑒COT 等調(diào)頻控制模式的優(yōu)勢(shì)，使得瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)系統(tǒng)可自適應(yīng)時(shí)鐘控制；另一方面提出了一種瞬態(tài)響應(yīng)增強(qiáng)方法，既消除了傳統(tǒng)負(fù)載瞬態(tài)檢測(cè)延時(shí)大、設(shè)計(jì)難度高等不利因素，又能夠進(jìn)一步提升電感電流轉(zhuǎn)換速率.

1 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)機(jī)理研究

當(dāng)負(fù)載電流突然階躍變化時(shí)，由于電感電流無(wú)法及時(shí)滿足負(fù)載電流的變化，在電感電流逐步變化時(shí)，負(fù)載電容就會(huì)進(jìn)行充、放電，因此輸出電壓就會(huì)過沖或者跌落.圖1 所示為負(fù)載電流階躍增大時(shí)輸出電壓與電感電流變化的示意圖.IO1和IO2分別為負(fù)載變化前后電流.當(dāng)發(fā)生負(fù)載瞬態(tài)時(shí)，輸出電壓首先會(huì)產(chǎn)生ΔVESR與ΔVESL兩段跌落[8]，分別由負(fù)載電容的等效ESR 和等效ESL 產(chǎn)生，電感電流處于線性充電狀態(tài)，由于IL依然小于IO，負(fù)載電容持續(xù)放電；當(dāng)IL=IO時(shí)，負(fù)載電容電流為0，電壓跌落為ΔVO；當(dāng)IL＞IO時(shí)，負(fù)載電容開始充電，輸出電壓逐漸提高至穩(wěn)態(tài)值.

圖中A1的面積代表了負(fù)載電容釋放的電荷，這會(huì)帶來(lái)輸出電壓的跌落：

式中：VIN、VO分別為輸入電壓和輸出電壓；L、C分別為濾波電感、電容.

根據(jù)式（1），減小A1可以獲得較小的ΔVO以改善瞬態(tài)響應(yīng)并且將恢復(fù)時(shí)間TR縮短至TR`.

圖1 中IL為占空比未飽和時(shí)電感電流直流波形，藍(lán)色實(shí)線為考慮電感紋波后電感電流波形[9]，IL′為占空比飽和時(shí)電感電流實(shí)際波形.可以看出在電感充電時(shí)，由于系統(tǒng)帶寬等因素的影響，主開關(guān)管占空比不會(huì)在短時(shí)間內(nèi)迅速達(dá)到飽和，從而導(dǎo)致電感電流轉(zhuǎn)換速率較低.

2 峰值電流模DC-DC 架構(gòu)分析

圖2 展示了采用快速瞬態(tài)方法的峰值電流模Buck-Boost 變換器的整體架構(gòu).

圖2 采用瞬態(tài)增強(qiáng)方法的Buck-Boost 變換器Fig.2 Buck-Boost converter with transient enhancement scheme

傳統(tǒng)架構(gòu)在發(fā)生負(fù)載瞬態(tài)時(shí)，振蕩器輸出頻率是固定的，想要快速響應(yīng)負(fù)載的變化，只能通過每一個(gè)周期逐步的反饋[10].本文設(shè)計(jì)的整體架構(gòu)采納了COT 模式變頻的優(yōu)勢(shì)，在瞬態(tài)發(fā)生時(shí)將反饋電壓的變化量反饋至gm1與gm2，輸出與穩(wěn)態(tài)值不同的電流達(dá)到負(fù)載瞬態(tài)時(shí)自適應(yīng)時(shí)鐘控制的目的.瞬態(tài)時(shí)振蕩器的輸出頻率為

式中：IOSC為振蕩器電容的充電電流；CO為電容容值；VREF與EA 偏置相同.

同時(shí)本文提出了一種利用占空比信號(hào)進(jìn)行采樣從而對(duì)負(fù)載瞬態(tài)進(jìn)行快速檢測(cè)的電路，當(dāng)瞬態(tài)信號(hào)來(lái)臨時(shí)激活快速瞬態(tài)控制模塊，調(diào)整DAC 輸出基準(zhǔn)電壓，使得VFB與VREF的差值變大，此時(shí)EA 工作在比較器狀態(tài)，在該狀態(tài)下輸出VC快速地提升至預(yù)設(shè)最高電壓或者降低至最低電壓：

其中kIS和T分別為采樣電流的斜率和周期[11].

圖3 所示為圖1 中一個(gè)周期的電感電流波形，根據(jù)以下公式可得傳統(tǒng)系統(tǒng)占空比未飽和等效電感電流波形的斜率K為

圖3 一個(gè)周期內(nèi)電感電流波形示意圖Fig.3 Schematic diagram of inductor current waveform in one cycle

式中：L為電感感值；V為電感兩端電壓；T0為周期起始時(shí)間；T1電感充電結(jié)束時(shí)間；T2為電感放電結(jié)束時(shí)間，即一個(gè)周期的時(shí)間；ΔIL為一個(gè)周期內(nèi)電感電流變化量.

本系統(tǒng)占空比飽和后電感電流波形的斜率K′為

根據(jù)式（1）可得

顯然A’1＜A1即.

由圖4 可以明顯看出，相較于傳統(tǒng)PWM 電流模架構(gòu)，本文設(shè)計(jì)方法能夠在發(fā)生瞬態(tài)時(shí)迅速將占空比飽和從而很快地恢復(fù)輸出電壓VOUT.

圖4 工作波形Fig.4 Transient operating waveform

3 基于自適應(yīng)占空比調(diào)整的Buck-Boost型DC-DC 變換器

3.1 自適應(yīng)時(shí)鐘

圖5 所示為本文設(shè)計(jì)可變頻振蕩器具體電路圖.gm1與gm2為兩個(gè)跨導(dǎo)放大器，M1～M12和M13～M25組成電流選擇電路，MS1與MS2為軟啟動(dòng)使能信號(hào)EN 開關(guān)管.gm1負(fù)責(zé)采集負(fù)載從重載到輕載的信息，gm2負(fù)責(zé)采集負(fù)載從輕載到重載的信息，兩路電流選擇電路的輸出與基準(zhǔn)電流源形成電流減法器.

圖5 可變頻振蕩器原理圖Fig.5 Schematic of variable frequency oscillator

具體工作原理如下，當(dāng)VFB變化過大導(dǎo)致Igm1過大時(shí)Igm1大于IM，流過M8的電流為IM，M9和M10的電流為Igm1與IM的差值，所以M11和M12最終流過的電流I1被鉗位至：

VFB變化不大時(shí)，Igm1小于IM，流過M8的電流為Igm1，M9和M10為截止?fàn)顟B(tài)，最終I1流過的電流為

I2分析同理.由上述公式可得電流選擇電路輸出電流I1與I2分別為Igm1和IM的最小值與Igm2和IM的最小值.系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)下，由IREF提供振蕩器的充電電流，當(dāng)發(fā)生負(fù)載從輕載到重載的突變時(shí)，gm2產(chǎn)生的電流為

此時(shí)gm1不產(chǎn)生電流，所以此時(shí)IOSC為

當(dāng)發(fā)生負(fù)載從重載到輕載的突變時(shí)，gm1產(chǎn)生的電流為

此時(shí)gm2不產(chǎn)生電流，所以此時(shí)IOSC為

值得注意的是，如虛線框所示本文設(shè)計(jì)跨導(dǎo)放大器gm1、gm2的輸入對(duì)管采用不對(duì)稱寬長(zhǎng)比處理，其目的是為了產(chǎn)生一定的遲滯窗口，防止在VFB及VREF附近時(shí)時(shí)鐘頻率產(chǎn)生抖動(dòng)而影響穩(wěn)態(tài)時(shí)系統(tǒng)的工作.當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載電流發(fā)生微小變化時(shí)，該電路可自適應(yīng)地將開關(guān)頻率從1.5 MHz 逐步調(diào)整到0.75 MHz和3 MHz，促進(jìn)快速占空比飽和.

3.2 快速瞬態(tài)檢測(cè)電路

傳統(tǒng)的瞬態(tài)檢測(cè)電路通常對(duì)反饋電壓VFB進(jìn)行檢測(cè)[12]，當(dāng)發(fā)生負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)，輸出電壓VOUT的波動(dòng)會(huì)引起VFB產(chǎn)生一個(gè)很小的波動(dòng)[13]，利用VFB和一個(gè)基準(zhǔn)電壓比較從而判斷瞬態(tài)的發(fā)生.這種方法的弊端是，VFB通常伴隨著紋波，首先需要使用低通濾波器VFB進(jìn)行濾波，而濾波過程本身就會(huì)造成不可避免的延時(shí)，并且由于VFB變化太小，如需快速檢測(cè)出VFB的變化，這對(duì)比較器的帶寬和精度的設(shè)計(jì)有著很高的要求；綜合考慮上述方法的弊端，本文提出的瞬態(tài)響應(yīng)檢測(cè)電路通過對(duì)占空比信號(hào)進(jìn)行采樣，判斷占空比在相鄰兩個(gè)周期的變化從而判斷負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的發(fā)生，通常在一個(gè)時(shí)鐘周期即可檢測(cè)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的發(fā)生.

圖6 展示了負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)檢測(cè)電路原理圖.其中占空比轉(zhuǎn)換模塊將占空比的大小轉(zhuǎn)換至模擬電壓值，其中M1～M4提供大小為振蕩器充電電流IOSC的偏置電流，M5與M6為采樣管，M5的柵極信號(hào)為主開關(guān)管的柵極信號(hào)D，M6的柵極信號(hào)為主開關(guān)管柵極信號(hào)取反.在主開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，M5管導(dǎo)通，IOSC通過M5管向CD電容充電，可得CD上的電壓為

圖6 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)檢測(cè)電路原理圖Fig.6 Schematic of load transient response detection circuit

由上述公式可得，CD電容在一個(gè)周期內(nèi)的采樣電壓VCD與占空比D呈正相關(guān)，即采樣電壓VCD的大小即可反應(yīng)占空比的大小.M6管在一個(gè)周期采樣結(jié)束后將CD電容上的電壓清零，在下個(gè)周期重復(fù)上述采樣過程.

采樣的同時(shí)，VCD通過一個(gè)高速Buffer 將電壓傳輸?shù)讲蓸颖３帜K，兩路采樣保持電路交替采樣當(dāng)前周期和上一周期的占空比的大小.TG1～TG6的邏輯控制信號(hào)由圖7 電路產(chǎn)生，將占空比信號(hào)D通過分頻器得到D-信號(hào)，D與D-信號(hào)進(jìn)行與邏輯得到D_1 信號(hào)，D與D_1 信號(hào)進(jìn)行異或邏輯可得D_2 信號(hào)，由圖可知，D_2 信號(hào)始終比D_1 信號(hào)晚一個(gè)周期.

圖7 瞬態(tài)響應(yīng)檢測(cè)電路邏輯信號(hào)產(chǎn)生圖Fig.7 Logic signal generation diagram of transient response detection circuit

采樣結(jié)束后，將存儲(chǔ)的電壓VA、VB通過數(shù)據(jù)選擇電路傳輸至比較器COM1與COM2的正負(fù)端.TG3～TG6的邏輯信號(hào)用上述同樣方法產(chǎn)生，區(qū)別是輸入信號(hào)為CLK 時(shí)鐘信號(hào).在VA采樣當(dāng)前周期占空比大小時(shí)，TG3與TG6導(dǎo)通，分別將VA輸入至兩個(gè)比較器的正端，VB輸入至兩個(gè)比較器的負(fù)端；在VB采樣當(dāng)前周期占空比大小時(shí)，TG4與TG5導(dǎo)通，分別將VB輸入至兩個(gè)比較器的正端，VA輸入至兩個(gè)比較器的負(fù)端.可見比較器的正端始終輸入當(dāng)前周期采樣電壓VCD，NOW，負(fù)端始終輸入上一周期采樣電壓VCD，LAST.M7與M8為放電NMOS 管，在比較器比較結(jié)束后將VC、VD存儲(chǔ)電壓清空.

如圖8 所示，為了防止VC、VD由于時(shí)鐘饋通和電荷注入產(chǎn)生的固有失調(diào)以及輸出電壓紋波導(dǎo)致占空比在一定范圍內(nèi)的波動(dòng)，故使用遲滯比較器防止在穩(wěn)態(tài)時(shí)產(chǎn)生的邏輯信號(hào)誤翻轉(zhuǎn).

圖8 脈沖輸出遲滯比較器Fig.8 Pulse output hysteresis comparator

M4與M21的作用是使得VS1輸出脈沖電壓.

整體瞬態(tài)響應(yīng)檢測(cè)電路關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)工作時(shí)序圖如圖9 所示.

圖9 整體電路工作時(shí)序圖Fig.9 Overall circuit operation timing diagram

兩路采樣保持電路由于設(shè)計(jì)為對(duì)稱結(jié)構(gòu)并輸入至比較器的兩端，比較器再進(jìn)行差模輸出，所以能有效地抑制噪聲以及電荷注入等“共模輸入”所引起的電壓偏移，由于遲滯比較器的作用，整體檢測(cè)電路只要設(shè)置合適的遲滯值就能夠滿足所有的PVT 條件.

3.3 瞬態(tài)控制電路

如圖10 所示：當(dāng)瞬態(tài)檢測(cè)模塊檢測(cè)到瞬態(tài)響應(yīng)的發(fā)生時(shí)，VS1-與VS2分別代表了重載到輕載與輕載到重載時(shí)的邏輯信號(hào)，當(dāng)軟啟動(dòng)使能信號(hào)EN 為高電平時(shí)，VS1-、VS2高電平脈沖觸發(fā)SR 鎖存器，分別會(huì)打開M2、M3開關(guān)，輸出高于穩(wěn)態(tài)基準(zhǔn)電壓VM的VH與低于穩(wěn)態(tài)基準(zhǔn)電壓的VL.

圖10 瞬態(tài)控制電路Fig.10 Transient control circuit

此時(shí)由于基準(zhǔn)電壓相對(duì)VFB的反向變化使得占空比迅速調(diào)整至飽和.

4 驗(yàn)證結(jié)果與分析

本文基于0.18 μm BCD 工藝對(duì)所提出的電路進(jìn)行了版圖設(shè)計(jì)與全面仿真驗(yàn)證，圖11 為本文提出的方法應(yīng)用于Buck-Boost 型變換器芯片的版圖照片.

圖11 芯片版圖照片F(xiàn)ig.11 Chip layout photo

整體芯片設(shè)計(jì)面積為2 200 μm×1 120 μm.本變換器提供了從-5.4～-1.4 V 可編程的輸出電壓范圍，并能提供最大900 mA 的負(fù)載電流ILOAD,MAX.

為了驗(yàn)證本文提供方法的快速瞬態(tài)響應(yīng)效果，負(fù)載電流ILOAD從20 mA 在5 ns 的時(shí)間內(nèi)快速步進(jìn)至620 mA，反之亦然.瞬態(tài)步進(jìn)負(fù)載電流為ISTEP=600 mA.

圖12 為未應(yīng)用本文提出瞬態(tài)增強(qiáng)方法的Buck-Boost 型變換器的負(fù)載瞬態(tài)波形.可見瞬態(tài)過沖與跌落電壓分別為87 mV 和89 mV，重載到輕載的恢復(fù)時(shí)間為64 μs，輕載到重載的恢復(fù)時(shí)間為61 μs.

圖12 未應(yīng)用本文提出快速瞬態(tài)方法的Buck-Boost 型變換器的負(fù)載瞬態(tài)波形Fig.12 Load transient waveform of a Buck-Boost converter without the proposed fast transient method

圖13 為應(yīng)用了本文提出快速瞬態(tài)方法的Buck-Boost 型變換器的負(fù)載瞬態(tài)波形.可見瞬態(tài)過沖與跌落電壓分別為33 mV 和39 mV，重載到輕載的恢復(fù)時(shí)間THTL=5 μs，輕載到重載的恢復(fù)時(shí)間為TLTH=12 μs.顯然，所提出的快速瞬態(tài)方法顯著的改善了負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，減小了62%的過沖電壓、56%的跌落電壓，重載至輕載的恢復(fù)時(shí)間減小了92%、輕載至重載的恢復(fù)時(shí)間減小了80%.

圖13 應(yīng)用了本文提出快速瞬態(tài)方法的Buck-Boost 型變換器的負(fù)載瞬態(tài)波形Fig.13 Load transient waveform of a Buck-Boost converter with the proposed fast transient method

在輸入電壓3.7 V，輸出電壓-2.7 V，典型工作頻率1.5 MHz 的工作條件下測(cè)量到的穩(wěn)態(tài)波形如圖14所示，大帶載900 mA 時(shí)，系統(tǒng)的紋波達(dá)到10.2 mV.

圖14 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形Fig.14 The steady-state waveform of the system

圖15 為不同負(fù)載下系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率圖，當(dāng)負(fù)載大于150 mA 時(shí)轉(zhuǎn)換效率大于80%，隨著負(fù)載電流增大，轉(zhuǎn)換效率提高，當(dāng)負(fù)載電流為300 mA 時(shí)轉(zhuǎn)換效率可高達(dá)93.8%，之后隨著負(fù)載電流的增大轉(zhuǎn)換效率逐漸減小，但基本維持在80%以上，在滿載（900 mA）時(shí)也能達(dá)到83%.

圖15 不同負(fù)載下系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率Fig.15 Transition efficiency at different VIN

定義了式（20）品質(zhì)因數(shù)（figure of merit，F(xiàn)OM）來(lái)綜合比較各變換器的性能，如下所示.

較小的FOM 代表較快的瞬態(tài)響應(yīng)和較高的峰值效率.

表1 為本文設(shè)計(jì)方法驗(yàn)證結(jié)果與參考文獻(xiàn)[4-7]對(duì)比，由于DING 等[4]采用了10 MHz 的工作頻率，所以整體芯片面積比本文設(shè)計(jì)小38.8%，并且改進(jìn)了高頻工作下的開關(guān)損耗以提升效率.TONG 等[6]采用混合結(jié)構(gòu)拓?fù)浣鉀Q了系統(tǒng)RHP 的問題，提升了整體系統(tǒng)帶寬，并能同時(shí)實(shí)現(xiàn)升降壓等模式，但采用過多片外元件使得面積過大.ZENG 等[7]采用更高的100 MHz 工作頻率使得芯片面積進(jìn)一步減小，但是卻沒有解決該方法帶來(lái)額外損耗的影響.本文相比較文獻(xiàn)[4-7]，在更大的步進(jìn)電流ISTEP下?lián)碛芯C合而言更低的過沖、跌落電壓與恢復(fù)時(shí)間，即擁有更好的瞬態(tài)響應(yīng)能力.

表1 文獻(xiàn)對(duì)比Tab.1 Literature comparison

5 結(jié) 論

針對(duì)PWM 峰值電流模的DC-DC 變換器的瞬態(tài)響應(yīng)能力優(yōu)化，本文提出了一種應(yīng)用于PWM 峰值電流模的Buck-Boost 變換器的瞬態(tài)響應(yīng)增強(qiáng)方法，該方法一方面在瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)改變系統(tǒng)工作頻率，另一方面改變DAC 輸出基準(zhǔn)電壓，使得誤差放大器工作在比較器狀態(tài)，從而使占空比迅速飽和，達(dá)到快速瞬態(tài)響應(yīng)的目的.同時(shí)，提出了一種快速瞬態(tài)檢測(cè)電路，該瞬態(tài)檢測(cè)電路與以往針對(duì)反饋電壓檢測(cè)的方法，具有檢測(cè)精度高、速度快、受PVT 的影響較小的優(yōu)勢(shì).該方法已成功應(yīng)用于一款Buck-Boost.