謝佩韋，黎 曙，朱 磊

一種基于電容電壓排序的MMC均壓策略

謝佩韋，黎 曙，朱 磊

（武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064）

子模塊電容電壓平衡問題是模塊化多電平變換器（MMC）控制中的重難點，也是影響MMC輸出特性的重要因素之一。本文分析了一種基于電容電壓排序的子模塊均壓策略，其根據(jù)各子模塊電容電壓值和橋臂電流流向，給各子模塊分配相應(yīng)脈沖信號以實現(xiàn)均壓控制。通過在Matlab/Simulink平臺上的仿真分析，驗證了此均壓策略的正確性及有效性。

模塊化多電平變換器 電容電壓平衡 均壓策略 電容電壓排序

0 引言

自上世紀(jì)80年代日本學(xué)者A.Nabae等人提出多電平電力電子變換器的概念以來，在近幾十年的時間里，多電平電力電子變換器技術(shù)得到了飛速的發(fā)展及各領(lǐng)域的廣泛應(yīng)用。無論是在高壓交直流輸電場合還是電氣傳動領(lǐng)域都可以頻繁見其“身影”。目前，較為常見的多電平電力電子變換器電路有：電容鉗位型多電平變換器、二極管鉗位型多電平變換器以及H橋級聯(lián)型多電平變換器這三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1, 2]。

在2002年，一種新型的多電平電力電子變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——模塊化多電平變換器（MMC）被首次提出。該電路拓?fù)湟唤?jīng)提出就引起了各地學(xué)術(shù)界與工業(yè)界的廣泛探討、研究，其相比于其他傳統(tǒng)的多電平電力電子變換器有著諸多獨特優(yōu)勢。目前，對MMC控制的幾個主要研究方向為調(diào)制策略、子模塊電容電壓均衡策略以及橋臂內(nèi)環(huán)流的抑制策略。其中，針對MMC各個子模塊中懸浮電容的電壓均衡控制是研究MMC控制中的重難點所在[3]。

本文研究了一種基于電容電壓排序的子模塊均壓策略，可以將MMC各個子模塊的電容電壓都控制在額定值上下較小的范圍內(nèi)波動，有效地實現(xiàn)各子模塊電容電壓的動態(tài)平衡。

1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

圖1所示的是雙星型結(jié)構(gòu)三相MMC逆變器電路拓?fù)洹膱D中可以看出，三相MMC逆變器的a、b、c三相電路結(jié)構(gòu)完全對稱，每相都由上、下兩個橋臂組成，每個橋臂包含了SM1～SMn的N個拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完全相同的子模塊。

圖1 三相MMC逆變器拓?fù)?MMC子模塊拓?fù)?/p>

圖2所示的是MMC各子模塊的電路拓?fù)?，其由兩個反并聯(lián)了二極管D1、D2的開關(guān)器件VT1、VT2串聯(lián)后再與一個直流電容C并聯(lián)構(gòu)成。子模塊共有三種不同的工作狀態(tài)：1）當(dāng)VT1導(dǎo)通、VT2關(guān)斷時，子模塊處于投入狀態(tài)，此時橋臂電流通過D1對子模塊電容充電或經(jīng)過VT1對子模塊電容放電，子模塊端口電壓為電容電壓U；2）當(dāng)VT1關(guān)斷、VT2導(dǎo)通時，子模塊處于切除狀態(tài)，此時橋臂電流不流經(jīng)電容，電容被旁路，子模塊端口電壓為0；3）VT1、VT2均關(guān)斷，此狀態(tài)不會出現(xiàn)MMC的正常運行情況下?；谝陨戏治隹芍ㄟ^控制子模塊中開關(guān)管VT1、VT2的開通、關(guān)斷可以控制子模塊輸出不同的端口電壓，進(jìn)而可以控制MMC逆變器的輸出電壓。為了保證MMC擁有較好的輸出特性，在任意時刻都控制MMC每相的上、下橋臂一共投入N個模塊，此時MMC相電壓的輸出電平數(shù)為N+1

2 載波層疊調(diào)制

載波層疊調(diào)制是MMC常用的一種調(diào)制策略如圖3所示，其是將N（一個橋臂的子模塊數(shù)量）個在坐標(biāo)系y軸方向上錯層分布的三角載波與給定的橋臂電壓正弦參考波相比較，再將比較后產(chǎn)生的開通、關(guān)斷脈沖分配給子模塊的上管（下管脈沖取反），從而控制子模塊的投、切狀態(tài)[4,5]。

上節(jié)提到，子模塊開關(guān)管不同的通斷狀態(tài)決定了子模塊不同的工作狀態(tài)，下面結(jié)合載波層疊調(diào)制進(jìn)行分析。在一個載波周期內(nèi)，如果橋臂電壓參考波一直大于載波，則對應(yīng)子模塊投入；在一個載波周期內(nèi)，如果橋臂電壓參考波一直小于載波，則對應(yīng)子模塊切除；在一個載波周期內(nèi)，如果橋臂電壓參考波與載波有交錯，則對應(yīng)子模塊在投入和切除狀態(tài)中轉(zhuǎn)換。

圖3 載波層疊調(diào)制

根據(jù)載波層疊調(diào)制的特點不難分析出，載波所處的層級越低，其小于參考波的時間就越長，對應(yīng)子模塊投入的時間也就越長；載波所處的層級越高，其小于參考波的時間就越短，對應(yīng)子模塊投入的時間也就越短。各子模塊因?qū)?yīng)載波所處的層級不同，導(dǎo)致投入的時間不一致，故各子模塊電容得到充放電的時間也不一致，從而引起各子模塊電容電壓的不平衡。

為了解決載波層疊調(diào)制下的各子模塊電容電壓的不平衡問題，當(dāng)橋臂電流大于0即子模塊電容充電時，希望投入電容電壓較低的子模塊較長時間；電流小于0即子模塊電容放電時，希望投入電容電壓較高的子模塊較長時間。這樣能使電容電壓較低的子模塊得到更多的充電，使電容電壓較高的子模塊得到更多的放電，從而有效維持各子模塊電容電壓的動態(tài)平衡。基于電容電壓排序的子模塊均壓策略正是以這種思路為基礎(chǔ)被提出的。

3 基于電容電壓排序的子模塊均壓策略

MMC在采用載波層疊調(diào)制時在一個載波周期內(nèi)可能會產(chǎn)生三種不同的脈沖，分別是開通脈沖使對應(yīng)子模塊在這個載波周期內(nèi)投入，關(guān)斷脈沖使對應(yīng)子模塊在這個載波周期內(nèi)切除，PWM脈沖使對應(yīng)子模塊在這個載波周期內(nèi)投入、切除狀態(tài)切換?；陔娙蓦妷号判虻淖幽K均壓策略希望結(jié)合各子模塊電容電壓的大小關(guān)系及橋臂電流的流向重新給各子模塊分配這三種不同的脈沖，從而實現(xiàn)各子模塊電容電壓的動態(tài)平衡。

基于電容電壓排序的子模塊均壓策略流程圖如圖3所示，下面以三相MMC的a相上橋臂為例，結(jié)合策略流程圖，對均壓策略的實現(xiàn)方法進(jìn)行詳細(xì)分析。

圖3 基于電容電壓排序的子模塊均壓策略流程圖

（1）在一個載波周期內(nèi)，a相上橋臂內(nèi)N個子模塊對應(yīng)的N路三角載波與橋臂電壓參考波進(jìn)行比較，比較后產(chǎn)生N路脈沖信號Kp1、Kp2…Kpk…Kpn，假定第k路脈沖信號Kpk為PWM脈沖，則Kp1～Kp（k-1）這k-1路脈沖為關(guān)斷脈沖（PWM脈沖之前的脈沖信號為關(guān)斷脈沖），Kp（k+1）～Kpn這n-k路脈沖為開通脈沖。

（2）對a相上橋臂N個子模塊的電容電壓及a相上橋臂橋臂電流Ipa進(jìn)行采集，并按照大小的關(guān)系對這N個子模塊的電容電壓進(jìn)行排序，排序后得到一個由大到小的電容電壓序列Uc1＞Uc2＞…＞Ucn，并獲取Uc1～Ucn與這N個子模塊的對應(yīng)關(guān)系。

（3）通過采集到的a相上橋臂橋臂電流Ipa重新分配脈沖。如果Ipa大于0，橋臂電流對子模塊電容充電時，將Kp1～Kp（k-1）這k-1路關(guān)斷脈沖分配給電容電壓最大的k-1個模塊，即電容電壓Uc1～Uc（k-1）對應(yīng)的子模塊；將Kpk這一路PWM脈沖分配給Uck所對應(yīng)的子模塊；將Kp（k+1）～Kpn這n-k路開通脈沖分配給電容電壓最小的n-k個子模塊，即電容電壓Uc（k+1）～Ucn對應(yīng)的子模塊。

如果ipa小于0時，橋臂電流對子模塊電容放電時，將Kp1～Kp（k-1）這k-1路關(guān)斷脈沖分配給電容電壓最小的k-1個模塊，即電容電壓Uc(n-k+2)～Ucn對應(yīng)的子模塊；將Kpk這一路PWM脈沖分配給Uc(n-k+1)所對應(yīng)的子模塊；將Kp（k+1）～Kpn這n-k路開通脈沖分配給電容電壓最大的n-k個模塊，即電容電壓Uc1～Uc(n-k)對應(yīng)的子模塊。

通過以上分析基于電容電壓排序的子模塊均壓策略是根據(jù)各子模塊電容電壓的大小關(guān)系及橋臂電流的流向重新給各個子模塊分配脈沖信號，使得電容電壓較高的子模塊得到較多的放電較少的充電，電容電壓較低的子模塊得到較多的充電較少的放電。從而達(dá)到子模塊電容電壓均衡控制的目的。

4 仿真分析

為證明上節(jié)介紹的基于電容電壓排序的子模塊均壓策略的有效性，本文在Matlab/Simulink平臺上搭建了三相五電平MMC模型，采用此均壓策略結(jié)合載波層疊調(diào)制，進(jìn)行仿真分析，所用仿真參數(shù)見下表。

表1 MMC仿真參數(shù)

圖4所示的是采用基于電容電壓排序的子模塊均壓策略后，MMC交流側(cè)得到的三相五電平（N+1,N=4）的相電壓波形，五個電平數(shù)值分別為0、±Ud/4、±Ud/2。三相相電流波形為a、b、c互差120°的正弦波，波形曲線平滑無畸變。

圖4 MMC三相相電壓輸出波形、三相相電流輸出波形

圖5所示的是采用基于電容電壓排序的子模塊均壓策略后得到的橋臂內(nèi)各子模塊的電容電壓波形，可以看到采用均壓策略后各子模塊的電容電壓曲線重合度較高、一致性好，且相較于電容電壓額定值200 V的波動范圍不超過10 V。證明此均壓策略可以有效地實現(xiàn)各子模塊電容電壓的動態(tài)平衡，并且將電壓的波動值控制在允許范圍內(nèi)。

圖5 子模塊電容電壓

圖6所示的是MMC輸出相電壓的FFT分析，相電壓的基波幅值為319.7V（約等于半母線電壓*調(diào)制比），諧波分量主要集中在載波頻率4kHz附近，此諧波特性是由所采用的調(diào)制方式——載波層疊調(diào)制決定的。

圖6 相電壓FFT分析

5 結(jié)論

本文分析了一種基于電容電壓排序的子模塊均壓策略，其根據(jù)各子模塊電容電壓的大小關(guān)系和橋臂電流流向，給各子模塊分配相應(yīng)脈沖信號，從而實現(xiàn)各子模塊電容電壓的均衡控制。并在Matlab/Simulink平臺上搭建了三相五電平的MMC模型，采用載波層疊調(diào)制并加入此均壓策略進(jìn)行了仿真分析，證明了均壓策略的有效性。

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A voltage balancing scheme of MMC based on capacitor voltage sequencing

Xie Peiwei, Li Shu, Zhu Lei

(Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion, Wuhan 430064, China)

TM46

A

1003-4862（2023）08-0065-04

2022-08-25

謝佩韋(1991-)，男，碩士。研究方向：電力電子技術(shù)。Email: 2269677562@qq.com