曹宇，劉長(zhǎng)軍，鄭位春，黃凱

1. 四川大學(xué) 電子信息學(xué)院，四川 成都 610064

2. 中全通技術(shù)有限公司，四川 宜賓 644000

微波無(wú)線能量傳輸(microwave wireless power transfer，MWPT)系統(tǒng)中的微波源通常包含固態(tài)[1]、真空[2]2 種。功率振蕩器作為微波源的重要組件，其直流到射頻(direct current to radio frequency，dc-RF)轉(zhuǎn)換效率直接影響MWPT 系統(tǒng)的整體效率[3?4]。在以往的研究中，報(bào)道了許多高效功率振蕩器的非線性設(shè)計(jì)技術(shù)[5?7]。文獻(xiàn)[6]通過(guò)將晶體管工作在開(kāi)關(guān)模式，實(shí)現(xiàn)了一款振蕩頻率為410 MHz的E 類(lèi)功率振蕩器。然而，由于高頻開(kāi)關(guān)損耗增加，開(kāi)關(guān)模式振蕩器的效率隨著頻率的增加而下降。另一方面，設(shè)計(jì)諧波調(diào)諧負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可使振蕩器在高頻下保持高效率[8?13]。文獻(xiàn)[8]通過(guò)將負(fù)載網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)為在諧波頻率下提供最佳阻抗，實(shí)現(xiàn)了一款振蕩頻率為981 MHz、轉(zhuǎn)換效率為73%的功率振蕩器。文獻(xiàn)[12]通過(guò)在反饋回路中使用機(jī)械移相器來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出頻率可調(diào)，在890~950 MHz 頻段上，振蕩器輸出功率為44.63±0.2 dBm，轉(zhuǎn)換效率優(yōu)于62%。在這些方法中，高效率功率放大器的工作原理都被用于高效功率振蕩器的設(shè)計(jì)。

本文提出了一種新型高效諧波調(diào)諧功率振蕩器的設(shè)計(jì)方法。其中，反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)通過(guò)公式合成，可獨(dú)立設(shè)計(jì)，避免了多次迭代，簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)流程。為提升相位噪聲特性，在反饋網(wǎng)絡(luò)中添加了階梯阻抗諧振器(step impedance resonant，SIR)。仿真與實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果均驗(yàn)證了其高直流到射頻(direct current to radio frequency，dc-RF)轉(zhuǎn)化效率和低相位噪聲特性。

1 諧波調(diào)諧功率放大器的設(shè)計(jì)

功率放大器作為功率振蕩器的核心部分，采用諧波調(diào)諧技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)其高效率。諧波調(diào)諧類(lèi)功放的漏極效率可表示為[14]

式中：Pout,f和Pout,nf分別為功放的基波輸出功率和高次諧波功率，Pdissipated為晶體管的功率耗散。其中Pdissipated和Pout,nf可表示為

式中：vDS(t)和iDS(t)分別為晶體管漏極電壓和電流，Vn和In分別為晶體管漏極各高次諧波電壓和諧波電流分量的幅度，?n為兩者相位差。

通過(guò)以上推導(dǎo)可知，晶體管器件耗散和高次諧波功率都與諧波阻抗密切相關(guān)。因此，可通過(guò)選擇合適的諧波阻抗來(lái)降低器件耗散和諧波功率以提升晶體管漏極效率。

功放設(shè)計(jì)過(guò)程如下：通過(guò)負(fù)載牽引仿真晶體管最佳負(fù)載阻抗與源阻抗，其中負(fù)載牽引原理如圖1 所示。使用Cree CGH40010F GaN HEMT 作為有源器件，設(shè)置靜態(tài)電流為171 mA，使其工作在AB 類(lèi)。輸入功率為28 dBm，工作頻率f0=2.45 GHz，在仿真過(guò)程中多次迭代優(yōu)化得到基波阻抗為：ZLopt1=23+j20，Zsopt1=4.1?j3.4；二次諧波阻抗：ZLopt2=j5，Zsopt2=?j200；三次諧波阻抗：ZLopt3=?j640，Zsopt3=?j300。高階諧波控制對(duì)放大器效率提升有限，并增加匹配設(shè)計(jì)難度，因此，本設(shè)計(jì)將諧波控制到3 次。

圖1 負(fù)載牽引原理

在設(shè)計(jì)諧波控制電路時(shí)，將直流偏置電路作為其中一部分進(jìn)行設(shè)計(jì)，如圖2 所示。FL1、FL2以及TL4確保在C點(diǎn)實(shí)現(xiàn)對(duì)二次諧波短路，長(zhǎng)度為1/12 波長(zhǎng)的開(kāi)路枝節(jié)線TL3確保在B點(diǎn)滿(mǎn)足3 次諧波短路；通過(guò)調(diào)節(jié)TL1與TL2將諧波阻抗控制到負(fù)載牽引所得到的最佳阻抗點(diǎn)；在后續(xù)的設(shè)計(jì)中，不再對(duì)功率放大器基波做阻抗匹配。

圖2 諧波控制網(wǎng)絡(luò)

通過(guò)諧波平衡仿真來(lái)獲得在最佳阻抗條件下功率放大器的輸出特性。理想情況下功率放大器在輸入功率Pavs為28 dBm 時(shí)，最大功率附加效率（power added efficienc，PAE）為84.57%，輸出功率Pout為41.03 dBm，對(duì)應(yīng)增益Gain 為13 dB，放大器輸出特性如圖3 所示。

圖3 功率放大器仿真結(jié)果

2 高效功率振蕩器的設(shè)計(jì)

2.1 反饋網(wǎng)絡(luò)的合成

功率振蕩器的設(shè)計(jì)過(guò)程如圖4 所示，圖4(a)給出了高效諧波調(diào)諧功率放大器的原理圖，功率放大器經(jīng)過(guò)優(yōu)化，使晶體管工作在高效率模式下。

圖4 諧波調(diào)諧振蕩器的設(shè)計(jì)過(guò)程

同時(shí)，晶體管可以在特定平面上保持與優(yōu)化后的功率放大器[6]相同的電壓和電流(Vin、Vout和Iin、Iout)，這些電壓和電流是通過(guò)圖4(a)中放大器輸入功率為28 dBm 時(shí)的諧波平衡仿真得到。然后利用仿真得到的數(shù)據(jù)合成反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)(圖4(b))，表1 給出了在節(jié)點(diǎn)A和B處的基波與諧波電壓電流。

表1 優(yōu)化的基波和諧波電壓電流

通過(guò)表1 中的數(shù)據(jù)合成嵌入網(wǎng)絡(luò)，嵌入網(wǎng)絡(luò)可使用π 型或者T 型網(wǎng)絡(luò)代替，在本文中使用π 型網(wǎng)絡(luò)，如圖4(b)所示，它由3 個(gè)無(wú)功元件(jB1、jB2、jB3)和1 個(gè)代表負(fù)載的電阻元件（G1）組成。對(duì)于該網(wǎng)絡(luò)，其中各元素值與終端電壓電流關(guān)系可由雙端口Y 參數(shù)矩陣給出：

因此，根據(jù)終端電壓和電流計(jì)算4 個(gè)元素的值如下:

計(jì)算得到的各元素值分為B1=?0.011 4，B2=0.008 3，B3=0.193 1，G1=0.058 9。對(duì)應(yīng)的電路元件值為L(zhǎng)1=5.7 7 nH，C2=0.54 pF，C3=12.5 pF，R1=1/G1=16.7 Ω。

為了減少集總元件的使用，L1使用1/8 波長(zhǎng)終端短路枝節(jié)代替。由于諧波控制網(wǎng)絡(luò)的存在，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)與反饋網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)不受諧波影響，可單獨(dú)設(shè)計(jì)。

表2給出了原理圖仿真中功率放大器與功率振蕩器輸出特性對(duì)比。從表2 中可看出，采用該方法設(shè)計(jì)振蕩器，反饋網(wǎng)絡(luò)的加入并沒(méi)有降低晶體管的轉(zhuǎn)換效率，只是輸出功率降低了0.2 dB；而使用傳統(tǒng)方法，需要從振蕩器經(jīng)過(guò)數(shù)級(jí)放大，最后推動(dòng)功率放大器。該過(guò)程將帶來(lái)8%以上的效率損耗[8]。

2.2 選頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

為了提升振蕩器的相位噪聲特性與頻率穩(wěn)定度，需要在反饋回路中設(shè)計(jì)選頻網(wǎng)絡(luò)。由于所設(shè)計(jì)的振蕩器帶寬較窄，同時(shí)避免選頻網(wǎng)絡(luò)對(duì)所設(shè)計(jì)的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)與反饋網(wǎng)絡(luò)的影響，選頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)采用階梯阻抗諧振器，該諧振器在基頻下的帶通特性與LC 串聯(lián)諧振器的帶通性能相同，同時(shí)也能抑制諧波，其結(jié)構(gòu)如圖5 所示。其中2 種微帶線阻抗Z01與Z02分別設(shè)置為50 Ω 和75 Ω，其高阻抗比可降低諧振器尺寸[15]，采用平行線耦合方式將諧振器耦合到電路。

該階梯阻抗諧振器仿真結(jié)果如圖6 所示，由于諧振器具有周期性頻率響應(yīng)，需要調(diào)節(jié)高阻抗線長(zhǎng)度使高頻諧振頻率偏移諧波從而起到抑制諧波的作用。在環(huán)路中通過(guò)添加特征阻抗為50 Ω、電長(zhǎng)度為0.5 的微帶線來(lái)補(bǔ)償階梯阻抗諧振器在環(huán)路中的非零相位延遲，以便振蕩器能在2.45 GHz振蕩。最后將合成的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)R1=16.7 Ω 匹配至50 Ω 以完成振蕩器設(shè)計(jì)。

圖6 諧振器S 參數(shù)仿真結(jié)果

2.3 振蕩器的完整電路

振蕩器完整原理圖如圖7 所示，其中諧波控制網(wǎng)絡(luò)能確保2 次諧波與3 次諧波均維持在高效率區(qū)[16]，在偏置電路中添加電阻器R0用來(lái)抑制寄生振蕩。圖8 給出了振蕩器設(shè)計(jì)過(guò)程中晶體管輸出阻抗與諧波阻抗在史密斯圓圖中的位置。在工作頻率2.45 GHz 時(shí)，晶體管漏極電壓電流瞬態(tài)波形如圖9 所示，由電壓與電流交疊情況可知，晶體管工作在高效模式。

圖7 振蕩器原理

圖8 晶體管漏極阻抗分布

圖9 漏極電壓、電流波形

3 振蕩器的實(shí)際測(cè)試分析

為了驗(yàn)證所提出的設(shè)計(jì)方法，本文設(shè)計(jì)并制作了1 個(gè)工作在2.45 GHz 的功率振蕩器，介質(zhì)基板采用F4B，厚度為1 mm，介電常數(shù)為2.65。振蕩器實(shí)物如圖10 所示，電路板整體尺寸為100 mm×75 mm。在基板底部連接鋁板以散熱。

圖10 振蕩器實(shí)物

測(cè)量的輸出功率、轉(zhuǎn)化效率和振蕩頻率如圖11 所示。由于器件模型誤差使得仿真結(jié)果與實(shí)際測(cè)量結(jié)果存在一定的偏差，在測(cè)量過(guò)程中對(duì)電容C2和C3進(jìn)行了微調(diào)。

當(dāng)偏置電壓VDS=30 V、VGS=?3V 時(shí)獲得最大轉(zhuǎn)換效率，對(duì)應(yīng)的振蕩頻率為2.445 GHz，輸出功率為41.7 dBm，轉(zhuǎn)換效率為79.9%；當(dāng)VDS設(shè)置為22~32 V 時(shí)，振蕩器轉(zhuǎn)換效率超過(guò)72%，對(duì)應(yīng)輸出功率為38.37~42.15 dBm；當(dāng)設(shè)置偏置電壓VDS=28 V、VGS=?2.8 V 時(shí)，實(shí)測(cè)振蕩器振蕩頻率為2.443 GHz，輸出功率41.12 dBm，轉(zhuǎn)化效率為77.7%，與聯(lián)合仿真結(jié)果中輸出功率40.8 dBm、對(duì)應(yīng)轉(zhuǎn)換效率80.6%非常接近。

振蕩器輸出頻譜如圖12 所示，其中2 次諧波與3 次諧波分別低于基頻51 dB 和64.7 dB，表明所設(shè)計(jì)的振蕩器諧波抑制性能良好。測(cè)試結(jié)果表明，相位噪聲在偏移載波1 MHz 處低于?136 dBc/Hz。

圖12 振蕩器輸出頻譜圖

表3給出了本文的測(cè)量結(jié)果與部分文獻(xiàn)的高效率振蕩器性能對(duì)比。由表3 可知，本文所設(shè)計(jì)的振蕩器在輸出功率、轉(zhuǎn)化效率方面具有杰出的性能，在無(wú)線能量傳輸應(yīng)用方面具有廣闊的應(yīng)用前景。

表3 振蕩器性能對(duì)比

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一款用于微波無(wú)線能量傳輸?shù)母咝Чβ收袷幤鳎瑢?shí)測(cè)與仿真結(jié)果吻合。主要結(jié)論如下：

1）與振蕩器的傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法相比，反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)通過(guò)公式合成，避免了通過(guò)調(diào)節(jié)耦合電容來(lái)設(shè)計(jì)振蕩器，提高了設(shè)計(jì)精度。

2）在輸出端通過(guò)諧波控制網(wǎng)絡(luò)抑制諧波以提升晶體管轉(zhuǎn)換效率，同時(shí)消除了在合成反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載時(shí)諧波的影響，使得合成的反饋網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可獨(dú)立設(shè)計(jì)。

3）在反饋回路中添加了階梯阻抗諧振器進(jìn)行環(huán)路選頻，相比較于無(wú)選頻網(wǎng)絡(luò)的振蕩器，相位噪聲得到較大的改善。