曹 浩 文 豐 賈興中

（中北大學省部共建動態(tài)測技術國家重點實驗室電子測試技術國家重點實驗室 太原 030051）

1 引言

火工品是裝有火藥或者炸藥，受外界刺激后燃燒或者爆炸，以引燃火藥、引爆炸藥或做機械功能的一次性使用的元器件［1］?；鸸て钒凑蛰斎肽芰啃问椒诸惪梢苑譃殡娀鸸て泛突瘜W火工品［2］，本文研究對象為電火工品，而電火工品對測試條件的要求十分敏感［3］，而一旦點火電壓、電流超過安全閾值，不僅會導致火工品自身損壞，還極易引起設備和人員安全隱患。因此，能否準確獲得箭（彈）上火工品的點火數(shù)據(jù)就尤為重要。傳統(tǒng)的測試方法需用人工手持儀器對多個對象測量并記下測量結果［2］，不僅效率低下且容易因人為原因造成誤差。孫浩［4］等設計了一種點火電流測試儀可實現(xiàn)對點火電流的檢測，但該儀器僅能測量單一火工品的電流參數(shù)，效率較低。針對上述問題，本文設計了一種基于FPGA 的多通道點火數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，通過FPGA控制模擬開關和單ADC芯片實現(xiàn)8路火工品點火電流、電壓及脈寬的自動化采集。

2 總體設計方案

火工品點火數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)整體硬件架構如圖1 所示，本系統(tǒng)可分為電流信號處理模塊、電壓信號處理模塊、通道選擇電路、A/D 轉換模塊、FPGA模塊、電源模塊組成。電壓調理模塊負責實現(xiàn)將前端輸入的點火電壓信號通過分壓、跟隨等變換將點火電壓信號調理在適宜后級電路工作的電壓范圍之內。流壓轉換電路用于將輸入的點火電流轉換成為電壓之后再輸出至后級電路。通道選擇電路則通由FPGA 控制模擬開關選擇對某路點火數(shù)據(jù)進行采集。AD驅動電路用于調理前級模擬開關輸出的信號，使之成為更符合ADC 的輸入要求的信號，并通過抗混疊濾波，提升模數(shù)轉換準確度。電源模塊則為本系統(tǒng)其他模塊進行供電。FPGA模塊控制模擬開關的選通、AD的采集、數(shù)據(jù)的緩存及傳輸。本系統(tǒng)通過以太網(wǎng)接口和上位機進行數(shù)據(jù)和命令傳輸。

3 硬件電路設計

3.1 電源模塊設計

因在系統(tǒng)中各個模塊共需要28V、5V、3.3V、2.5V、1.8V、1.0V 的直流電壓供電其中28V 和5V 由背板提供。若每路直流電壓都采用一種電源芯片單獨供電，既提高成本，又浪費PCB 空間。針對上述情況，采用AD公司型號為LTM4644的DC-DC電源模塊對整個系統(tǒng)進行供電。該電源模塊可將輸入范圍在4V，至14V 的直流電壓，其輸出可通過配置外部高精度的反饋電阻進行設置［5］，從而將5V轉換為4 路0.6V～5.5V 范圍內的直流電壓輸出，不僅符合本系統(tǒng)供電需求還節(jié)省了資源。僅需在該路的FB 引腳添加一個電阻RFB就可配置該路的輸出電壓，輸出電壓與RFB的關系如式（1）所示［6］，表達式中Vout為該路所需輸出的電壓值：

由式（1）可計算出四路直流電壓輸出所需配置電阻RFB的值進行設置，其中一路的電源配置原理圖如圖2 所示，其余三路供電原理圖僅電阻RFB阻值不同。

圖2 單路供電原理圖

在進行PCB設計時，所有供電和地均大面積鋪銅保證該模塊有良好的散熱。此外，為避免不同供電電壓之間相互影響，將PCB中的四種電源通過負片層切割電源的方法分區(qū)設置電源網(wǎng)絡，不僅可以減小地彈現(xiàn)象，還可減小各電源的電流回路［7］。

3.2 電壓信號處理模塊

3.2.1 電壓調理電路

因為點火正負母線電壓可達±28V，而通常點火通路整體阻值非常小，因此在點火動作的瞬間會產生較大電流導致運放燒壞。故為保護后級電路筆者設計了點火電壓調理電路。如圖3 所示，電壓調理電路由分壓電路和電壓跟隨電路組成。

圖3 單路點火電壓調理電路

如圖3 所示，28VB1+為點火電路的正母線，28VB1-為負母線，分壓電路輸出如式（2）所示，其中VB表示點火電壓：

因點火電壓最大28V，因此輸入跟隨電路的電壓范圍在0 到9.3V 之間。同時，電阻R1和R2并聯(lián)后與電容C1 構成一階低通濾波電路，濾波電路截止頻率可通過以下表達式求出。

為節(jié)約PCB 布局面積，節(jié)約資源，選擇單電源供電、四通道輸入輸出的運放芯片AD824作為調理電路的運算放大器芯片，該芯片供電范圍為3V～30V，且有軌至軌輸入輸出的特點，符合設計需求。圖3 所示僅為第一通道的電壓調理電路，其余通道與之相同。

3.2.2 光耦隔離電路

因點火瞬間產生的電壓脈沖和電流較大，必須采取隔離措施才能保證后級器件不受前級大電壓的影響。因此，筆者在調理電路后級設計了光耦隔離電路。光耦隔離模塊電路原理圖如圖4 所示，為提高最終轉換精度，采用高精度線性光耦。如圖4 所示，在線性光耦前級和后級均設計了由運放組成的調理電路用于提高線性光耦的線性度和穩(wěn)定性。假設此時在AD824 的正端輸入信號幅值增加，則會導致Iled增大、Ipd也會增大。但是由于PD1的正端接地，因此PD1的電壓很快會回復到0V，由于運放輸入電阻較大，因此流過R213的電流就和流過PD1的非常接近。因此可以得出以下關系：

圖4 單路光耦隔離電路

由此可以看出在本電路中IPD1僅取決于輸入電壓和R213的值。由于光電二二極管的輸入光功率和輸出電流之間的關系是線性的，所以通過穩(wěn)定和線性化PD1，光輸出也會穩(wěn)定和線性化，PD2也會穩(wěn)定和線性化。

當前級信號從AD824的正端輸入，線性光耦的LED便會發(fā)光，光信號會耦合到光電二極管PD1和PD2，PD1和PD2則會產生電流輸出至下級電流，該電流會在R321和OPA4340 組成的跨阻放大器的作用下轉換成電壓信號輸出給后級。由此可以得出本模塊的輸出電壓的關系式：

定義線性光耦的傳輸增益為K，則

結合上面三個等式可以得出以下等式：

由于K是恒定的，并且輸出電壓VOUT和輸入電壓VIN之間也具有恒定關系，因此可以得出結論：光耦隔離電路的增益可以通過調節(jié)R321和R321實現(xiàn)。因AD824 的反饋源于光電二極管PD1，而光電二極管的輸出相較于輸入存在一定延遲，因此可能會引起AD824 和OPA4340 的振蕩，所以在AD824 和OPA4340 的反饋端增加反饋電容，以提高反饋電路的穩(wěn)定性。

3.3 電流信號處理模塊

因設計所選用的模數(shù)轉換芯片輸入為電壓信號，因此筆者設計了電流信號處理模塊，本模塊由電壓-電流轉換電路和電壓跟隨電路組成。電壓-電流轉換電路由霍爾傳感器實現(xiàn)?；魻杺鞲衅饔糜趯⒘鹘?jīng)霍爾傳感器的電流成比例地轉換為電壓信號輸出，后級電壓跟隨電路則用于隔離、緩沖?？紤]到點火瞬間電流較大，故采用可承受±20A 的ACS714LLCTR-20A-T 型號霍爾線性電流傳感器，其靈敏度為100mV/A，為使得進入運放的信號更穩(wěn)定，在霍爾電流傳感器輸出端接電容。為節(jié)約PCB空間及資源，后級電壓跟隨器選用可單電源供電、集成四通道、輸入輸出軌至軌的運放OPA4340。

該模塊電路原理圖如圖5 所示?；魻杺鞲衅魍ㄟ^IP+、IP-串聯(lián)在點火電路中，當點火命令下發(fā)后，點火電流會流過輸入端IP+和IP-，霍爾傳感器會因霍爾效應在輸出端以100mV/A 的比例輸出電壓。為保護后級電路將霍爾傳感器輸出的電壓信號經(jīng)過電壓跟隨電路經(jīng)緩沖后傳輸至后級模擬開關選通電路，如圖6所示。

圖5 電流-電壓轉換電路

圖6 電壓跟隨電路

圖7 模擬開關選通電路

3.4 通道選擇電路

因為本設計采用的模數(shù)轉換芯片輸入為單通道，如果16 路信號采用并行輸入的方式則需要16塊ADC 芯片。因此為節(jié)省設計成本及PCB 空間及設計成本［8］，采用16 通道模擬開關實現(xiàn)8 路點火電流信號及8 路點火電壓信號的切換輸出。選通電路的模擬開關選擇ADI 公司的ADG706 型模擬開關，該開關切換時間為40ns，而本設計中火工品點火數(shù)據(jù)采樣率為5KHz，符合設計需求。在硬件上，EN、A0、A1、A2、A3 接FPGA 的I/O 引腳，本系統(tǒng)通過FPGA控制模擬開關的使能和通道切換。

模擬開關的切換邏輯為將模擬開關的通道選擇控制端A0、A1、A2、A3 編碼為0000 至1111，這些編碼分別對應16 個通道。當系統(tǒng)上電復位后FP?GA 的I/O 輸出電平為0000，此時采集第一個通道，待采集完該通道后編碼加1，開始對下個通道進行采集。

此外，為防止前級運放驅動容性負載能力不足而引起的過沖或振蕩現(xiàn)象，在每個通道輸入端接100 歐姆的補償電阻保證模擬開關輸出更為穩(wěn)定［9］。

3.5 AD轉換模塊

AD轉換模塊由ADC驅動電路和A/D轉換電路兩部分組成。如圖8所示為ADC驅動電路，該電路由分壓調理、跟隨緩沖、抗混疊濾波三部分組成。因AD7667 的輸入電壓范圍為0～2.5V，故設計分壓調理電路將前級輸入的信號調理至0～2.5V 以內，方便AD7667實現(xiàn)模數(shù)轉換。

圖8 ADC驅動電路

此外，模擬信號多路開關切換后會有振蕩或過沖現(xiàn)象，不利于A/D 轉換的準確進行，為提高轉換精度，在轉換前端進行隔離緩沖設計。如圖8 所示。

因為輸入模數(shù)轉換芯片的點火數(shù)據(jù)信號可能會受到其他模塊帶來的干擾，因此在信號進入AD芯片進行轉換之前增加了由C219 和R279 組成低通抗混疊濾波電路［9］，能有效抑制反沖噪聲和帶外噪聲，提高信噪比［10］。因為如果ADC 芯片輸入端串聯(lián)一個大電阻會引入額外噪聲，所以電阻選擇為15Ω［11］。經(jīng)過多次試驗分析得出當電容容值為0.1uF時濾波效果最好［9］，此時截止頻率為

該頻率大于有效信號的最高頻率，符合設計需求。

如圖9 所示為AD 轉換電路，本系統(tǒng)選擇16 位高速逐次逼近型的AD7667作為模數(shù)轉換芯片。其中VIN為模擬信號輸入端，D0～D7為數(shù)字量輸出端和FPGA 的I/O 接口直接相連。具體轉換流程在第4節(jié)介紹。

圖9 模數(shù)轉換電路

4 AD采集邏輯設計

4.1 AD采集邏輯設計

如圖10 所示為模數(shù)轉換芯片AD7667 工作時序圖，MODE表示AD7667當前的工作模式，共有兩種工作狀態(tài)，其中ACQUIRE 表示采集狀態(tài)，CON?VERT 表示模數(shù)轉換狀態(tài)。CNVST 為轉換開始信號，該信號低電平時開始模數(shù)轉換。BUSY 為轉換標志信號，模數(shù)轉換期間拉高，轉換結束后拉低。如圖10所示為采集過程流程圖。

圖10 模數(shù)轉換過程時序圖

當用戶按下電源開關，系統(tǒng)即進入復位狀態(tài)，在該狀態(tài)下，模擬開關通道切換至第一個通道S0，并且將數(shù)模轉換芯片的CNVST 引腳拉高，此時AD進行數(shù)據(jù)采集，采樣率為5ksps。如果此時CNVST為高電平，則在CNVST 的下降沿到來之前一直處于采樣保持狀態(tài)，等CNVST 的下降沿到來開啟模數(shù)轉換。如果此時CNVST 為低電平，則立刻開始模數(shù)轉換進程，同時拉高BUSY 信號，直到轉換結束才拉低BUSY 信號，然后進行新一輪轉換，并且在BUSY 的下降沿將數(shù)據(jù)鎖存至AD 的片上鎖存器，再通過D0-D7 將數(shù)字量輸出至FIFO 中進行緩存。因為FIFO具有先進先出的特點，故由FPGA控制ADC 的BYTESWAP 引腳拉低，此時ADC 將先輸出低八位，再輸出高八位數(shù)據(jù)至FIFO。若FIFO 半滿，則對FIF 中的數(shù)據(jù)進行讀取并編幀后由以太網(wǎng)發(fā)送至上位機進行顯示及處理。

幀格式如表1 所示，其中VB 為轉換后的電壓信號，VIB 為電流經(jīng)霍爾傳感器轉換為電壓后的電流數(shù)據(jù)。

表1 傳輸至上位機的幀格式

表2 模擬點火電壓試驗結果

4.2 脈寬判斷邏輯設計

上位機主要作用在于將硬件采集模塊采集到的數(shù)據(jù)幀進行分析和處理，從而得到設計期望的點火電壓、電流、脈寬三個參數(shù)。由于在本設計中上位機對點火數(shù)據(jù)的分析是實時進行的，如果對每一幀的所有數(shù)據(jù)都進行分析，一方面整個過程的計算量較大，另一方面最終顯示結果相對于輸入有較大延遲。因此，在分析時取連續(xù)的三幀數(shù)據(jù)即可，并且每個幀僅僅取該幀中各參數(shù)的最后一個采樣點的值和幀計數(shù)。然后分別計算第二幀和第一幀參數(shù)差值?V1、二幀和第三幀參數(shù)差值?V2若兩者的差值都大于預設定值，則視為點火信號存在跳變。此時將第一幀的幀計數(shù)視作跳變開始的幀計數(shù)，記為Tbegin。如果這兩個差值均小于預設定值則重復取三幀，直到達到要求；若?V1小于18V，?V2大于預設定值，則取第三幀的后一幀作為第三幀，原第一幀舍棄，原第二幀和第三幀視為第一幀和第二幀，不斷重復取幀直到兩個差值均大于預設定值。

圖12 點火脈寬計算時序圖

如果兩個差值均小于18V，則認為點火信號跳變已經(jīng)結束，將第三幀的幀計數(shù)視為Tend。若?V1大于預設定值，?V2小于預設定值，那么將第二幀和第三幀作為第一幀和第二幀，另取一幀作為第三幀，直到兩個差值均小于預設定值，得到跳變結束的幀計數(shù)。

因為數(shù)據(jù)幀的幀率為1ms，所以脈寬可以由以下表達式求出：

脈寬判斷的具體流程圖如圖11所示，其中Y表示判斷閾值，Tb為跳變開始幀計數(shù)，Te為跳變結束時的幀計數(shù)。

圖11 AD采集流程圖

5 試驗驗證

為使得采集結果更準確，使用最小二乘法對本系統(tǒng)進行標定，將數(shù)字量和電壓值進行擬合［12］，求出K、B值。待標定完成后，使用信號發(fā)生器模擬點火動作對點火數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)進行驗證，具體試驗方法為使用信號發(fā)生器輸出不同脈寬、幅值的方波，在信號發(fā)生器輸出端接兩組線纜，一組接示波器，另一組接入點火數(shù)據(jù)采集輸入通道，同時在回路中串接高精度數(shù)字萬用表測量模擬點火回路中的電流。線纜連接完成后打開信號發(fā)生器輸出開關，在示波器觀察輸出電壓，待輸入穩(wěn)定后在上位機軟件觀察顯示的電壓值、電流值和脈寬。電壓采集試驗結果如表3所示，電流采集試驗結果如表4所示。

表3 模擬點火電流試驗結果

經(jīng)試驗驗證可知，本系統(tǒng)實現(xiàn)了對8 路點火電壓、電流、脈寬的采集。經(jīng)標定后的電壓采集精度高于0.43%；電流采集精度高于0.66%。滿足設計需求。

6 結語

本文設計了一種火工品點火數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，該系統(tǒng)以FPGA 控制數(shù)據(jù)采集和模擬開關實現(xiàn)多通道點火電流、電壓、脈寬的采集，克服了傳統(tǒng)點火數(shù)據(jù)采自動化程度低且測量信號類型單一的問題。通過采集試驗證明了設計思路的正確性，該系統(tǒng)模塊已應用于某型號測試臺上。