熊亞麗，王威,2

（1.成都新欣神風(fēng)電子科技有限公司，成都 611731； 2.西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，成都 610000）

引言

為了滿足電磁兼容試驗(yàn)要求及電源的穩(wěn)定性，用電設(shè)備輸入端常常需要使用大容量?jī)?chǔ)能器件。在電源設(shè)備開機(jī)瞬間，電容相當(dāng)于短路狀態(tài)，回路上會(huì)產(chǎn)生較大的啟動(dòng)沖擊電流，該沖擊電流過大會(huì)使保險(xiǎn)絲過載熔斷甚至觸發(fā)供電電源的過流保護(hù)功能，進(jìn)而可能影響同源其他用電設(shè)備的正常運(yùn)行[1]。因此，相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定了開機(jī)啟動(dòng)沖擊電流的限值，如HB 20326-2016以及GJB 181B-2012中均要求開機(jī)瞬間沖擊電流峰值不能超過其額定電流的五倍[2]。

實(shí)際應(yīng)用中最常見的開機(jī)瞬間沖擊電流抑制方法有：在電源母線上串聯(lián)負(fù)溫度系數(shù)熱敏限流電阻器（Negative Temperature Coefficient, NTC）；在電源母線上串聯(lián)功率電阻[3]；在母線上串聯(lián)功率電感[4]等。NTC電阻器的沖擊電流抑制效果易受工作環(huán)境溫度影響：低溫時(shí)，NTC電阻值過大，啟動(dòng)時(shí)會(huì)造成源端供電電流過小，后級(jí)電子設(shè)備啟動(dòng)緩慢甚至可能無法啟動(dòng)；高溫時(shí)，NTC電阻值過小，開機(jī)時(shí)無法精確抑制沖擊電流。直接使用串聯(lián)功率電阻或功率電感來抑制沖擊電流，會(huì)造成回路上的損耗過大，僅適用于小功率場(chǎng)景。

本文詳細(xì)介紹了兩種目前常用的基于MOS管延時(shí)導(dǎo)通特性的開機(jī)瞬間沖擊電流抑制方法，針對(duì)其弊端提出了一種改進(jìn)型沖擊電流抑制電路，該電路通過控制MOS管DS兩端電壓來延遲開通MOS管，對(duì)后級(jí)電容容量大小、是否帶載啟動(dòng)等，均具有較強(qiáng)的兼容性，大大提高了沖擊電流抑制電路的可靠性。

1 基于MOS管的沖擊電流抑制方法

文獻(xiàn)[5-6]中提到的利用MOS管延時(shí)導(dǎo)通特性抑制沖擊電流的方法，文獻(xiàn)[1]中對(duì)該方法進(jìn)行了優(yōu)化，先采用功率電阻抑制沖擊電流，后利用RC充電電路使MOS管延時(shí)開通特性將功率電阻旁路。下面逐一分析。

1.1 利用MOS管變阻區(qū)抑制沖擊電流

利用MOS管的變阻區(qū)抑制沖擊電流的方法原理框圖如圖1所示。

圖1中，C1為MOS管柵極并聯(lián)電容，R1、R2為分壓電阻，D1為鉗位MOS管柵極驅(qū)動(dòng)電壓的穩(wěn)壓二極管，C2為后級(jí)等效線間電容，Q1為串聯(lián)在負(fù)線上的N溝道MOS管，R3為MOS管Q1的驅(qū)動(dòng)電阻。開機(jī)瞬間，由于電容兩端電壓為零，電容相當(dāng)于短路，輸入電壓Vin+通過電阻R1給電容C1充電，MOS管Q1驅(qū)動(dòng)電壓從0V緩慢上升，待C1兩端電壓達(dá)到MOS管Q1導(dǎo)通門檻電壓時(shí)，MOS管Q1逐漸導(dǎo)通，輸入電壓通過MOS管的可變內(nèi)阻對(duì)后端線間電容C2進(jìn)行充電，從而限制啟動(dòng)沖擊電流，抑制后的沖擊電流峰值為Vin+/R，R為MOS管Q1的可變電阻。隨著MOS管驅(qū)動(dòng)電壓持續(xù)上升，待完全導(dǎo)通后，MOS管的通態(tài)電阻極小，輸入電壓通過MOS管以極低的導(dǎo)通損耗給后級(jí)設(shè)備供電。

該方法利用MOS管的可變電阻特性對(duì)開機(jī)瞬間沖擊電流進(jìn)行抑制，反應(yīng)速度極快，完全導(dǎo)通后MOS管的導(dǎo)通損耗極小，效率高。但該電路對(duì)MOS管參數(shù)選型要求很高，需要MOS管具有很寬的安全工作區(qū)。在后端線間電容C2充電的過程中，MOS管一直工作在安全工作區(qū)，特別是270 V電源系統(tǒng)需要選擇650 V的高壓MOS管，該類型管子的安全工作區(qū)很窄，反復(fù)上電時(shí)會(huì)使MOS管擊穿損壞，影響系統(tǒng)正常工作。

1.2 MOS管并聯(lián)功率電阻抑制沖擊電流

文獻(xiàn)[1]對(duì)上述利用MOS管的延時(shí)開通特性抑制沖擊電流方法進(jìn)行了優(yōu)化，在MOS管的DS兩端并聯(lián)一個(gè)功率電阻，其電路圖如圖2所示。

圖2 MOS管并聯(lián)功率電阻沖擊電流抑制電

圖2中 R4為與MOS管并聯(lián)的功率電阻。其工作原理如下：開機(jī)瞬間，MOS管Q1未導(dǎo)通，輸入電壓Vin+通過功率電阻R4給后端線間電容C2充電，從而抑制開機(jī)瞬間沖擊電流。此過程中輸入電壓Vin+通過電阻R1給電容C1充電，MOS管Q1的柵極電壓即電容C1兩端電壓從0V緩慢上升，當(dāng)該電壓達(dá)到MOS管Q1的開啟門檻電壓時(shí)，MOS管將逐步導(dǎo)通，將電阻R4短路。MOS管的延遲開通時(shí)間由R1和C1取值確定。電容C2的充電公式為：

式中：

UC—線間電容C2兩端電壓；

US—輸入直流電源電壓；

τ2—線間電容C2充電時(shí)間常數(shù)，τ2=R4*C2。

MOS管導(dǎo)通之前，啟動(dòng)沖擊電流峰值由R4電阻確定，進(jìn)而計(jì)算R4的取值。

式中：

Ilmt—要求的沖擊電流限值，一般為穩(wěn)態(tài)工作電流的5倍。

按照式（1）可以計(jì)算出，經(jīng)過5個(gè)τ2時(shí)間常數(shù)，后端線間電容C2兩端電壓會(huì)被充至輸入電壓的99 %。故C2兩端電壓充滿所需的時(shí)間為5τ2=5R4*C2。

為了保障MOS管不工作在安全工作區(qū)，應(yīng)使MOS管在后端線間電容C2被充滿后才導(dǎo)通，MOS管柵極電容的充電公式：

式中：

Ug為柵極電容C1兩端電壓；

US為輸入直流電壓；

τ1為柵極電容C1充電時(shí)間常數(shù)，τ1=R1*C1。

將柵極電容C1充電至MOS管開啟門檻電壓時(shí)所需的時(shí)間，記為N *τ1，又因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)要求沖擊電流需在0.1 s內(nèi)恢復(fù)至穩(wěn)態(tài)電流，故N*τ1需滿足：

假設(shè)選用的MOS管導(dǎo)通門檻電壓最小為2.5 V，當(dāng)輸入為28 V電源系統(tǒng)時(shí)，MOS管的柵極電容充電到2.5 V需要0.08個(gè)τ1時(shí)間常數(shù)；當(dāng)輸入為270 V電源系統(tǒng)時(shí)，只需要0.01個(gè)τ1時(shí)間常數(shù)。根據(jù)具體項(xiàng)目的實(shí)際情況可以正確對(duì)R1、C1選型。

該沖擊電流抑制方法在熱啟動(dòng)時(shí)也會(huì)出現(xiàn)沖擊電流抑制失效現(xiàn)象，原因是反復(fù)的關(guān)機(jī)開機(jī)瞬間MOS管柵極驅(qū)動(dòng)電容C1兩端的電量尚未放完，再次開機(jī)時(shí)，MOS管Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，抑制沖擊電流的電阻被旁路，導(dǎo)致出現(xiàn)二次沖擊電流，嚴(yán)重情況下會(huì)將MOS管Q1燒壞，尤其是在直流高壓應(yīng)用場(chǎng)合或者后端電容量特別大的場(chǎng)合。

另MOS管Q1的延遲導(dǎo)通時(shí)間是由電阻R1與電容C1的取值及MOS管的導(dǎo)通門檻電壓確定，電容C2的容量大小、是否帶負(fù)載啟動(dòng)以及負(fù)載大小等因素都會(huì)影響R1與C1參數(shù)選型。若取值不當(dāng)，則有可能使得MOS管在C2尚未充滿電時(shí)導(dǎo)通，同樣會(huì)出現(xiàn)二次沖擊電流，嚴(yán)重情況下會(huì)將MOS管Q1燒壞。

2 改進(jìn)型沖擊電流抑制電路

在上文基于MOS管的沖擊電流抑制方案基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，提出了一種兼容性強(qiáng)的沖擊電流抑制方法，通過檢測(cè)MOS管DS兩端電壓，使得MOS管在其DS兩端電壓較小時(shí)才導(dǎo)通，此時(shí)后端線間電容C2基本被充滿，以降低MOS管導(dǎo)通時(shí)的電應(yīng)力。該方法不僅可以精準(zhǔn)抑制開機(jī)瞬間沖擊電流，還對(duì)后級(jí)電容容量大小、是否帶載啟動(dòng)等，均具有較強(qiáng)的兼容性，特別是解決了高壓直流電源沖擊電流抑制電路中MOS管經(jīng)常損壞的問題，大大提高了沖擊電流抑制電路的可靠性。原理框圖如圖3所示，Q1為N溝道MOSFET，C2為后級(jí)濾波電容，R4為NTC熱敏電阻，電阻R1、R2、穩(wěn)壓二極管D1和電容C1形成MOS管Q1的驅(qū)動(dòng)電路，NPN三極管Q2、電阻R5、R6及R7組成MOS管Q1驅(qū)動(dòng)的控制電路。

圖3 改進(jìn)型沖擊電流抑制電路

開機(jī)瞬間，據(jù)KVL定理，有：Vin=VC2+VR4，由于電容兩端電壓為零，故開機(jī)瞬間VC2=0，VR4=Vin，VR4電壓即MOS管Q1的DS兩端電壓。電阻R6與R7分壓反饋給三極管Q2，因反饋給Q2的電壓VR大于其基極電壓Vref，即VR=VR4*R7/（R6+R7）＞Vref, NPN三級(jí)管導(dǎo)通，將MOS管Q1的柵極驅(qū)動(dòng)電壓即電容C1兩端電壓拉低，MOS管Q2處于關(guān)斷狀態(tài)，供電電源通過電阻R4給電容C2充電。

電容C2的充電電流（若帶載啟動(dòng)，還有負(fù)載電流）全部流經(jīng)電阻R4，R4電阻用以抑制開機(jī)瞬間的沖擊電流。充電過程中，電容C2兩端電壓快速上升，則電阻R4兩端電壓（即MOS管Q1的DS兩端電壓）快速下降。當(dāng)電阻R4兩端電壓下降到一定值時(shí)，即電容C2兩端電壓接近供電電壓時(shí)，電阻R6與R7的分壓值即反饋給Q2的電壓VR小于其基準(zhǔn)參考電壓，即VR=VR4*R7/（R6+R7）＜Vref，則三極管Q2關(guān)斷，供電電源開始通過電阻R1給電容C1充電，當(dāng)電容C1兩端電壓被充電至MOS管Q1的導(dǎo)通門檻電壓時(shí)，Q1導(dǎo)通，將功率電阻R4旁路，電路以極低的導(dǎo)通損耗工作，為后級(jí)電路提供電能。

當(dāng)后級(jí)電容C2的容值發(fā)生變化時(shí)，供電電源通過功率電阻R4對(duì)C2充電的時(shí)間會(huì)有所改變，但唯有當(dāng)MOS管Q1兩端電壓低于上述設(shè)定值時(shí)才會(huì)開始對(duì)驅(qū)動(dòng)電容C1進(jìn)行充電，進(jìn)而將MOS管Q1導(dǎo)通。不會(huì)出現(xiàn)后級(jí)電容C2尚未充滿時(shí)將MOS管Q1導(dǎo)通的情況，避免MOS管Q1工作在安全工作區(qū)。

當(dāng)后級(jí)負(fù)載帶載啟動(dòng)時(shí)，因電容C2的充電電流被負(fù)載分流，供電電源通過功率電阻R4對(duì)C2充電的時(shí)間將延長(zhǎng)，但MOS管不會(huì)出現(xiàn)提前導(dǎo)通的情況，避免MOS管Q1工作在安全工作區(qū)。

因該控制方法是通過檢測(cè)MOS管兩端電壓，當(dāng)其兩端電壓低于設(shè)定值Vset時(shí)（即后級(jí)電容C2兩端電壓被充電至Vin-Vset時(shí)，Vset=Vref*（R6+R7）/R7），才開始對(duì)MOS管的驅(qū)動(dòng)電容進(jìn)行充電，進(jìn)而將MOS管導(dǎo)通，故該控制方法對(duì)后級(jí)電容量的大小、是否帶載啟動(dòng)均具有較強(qiáng)的兼容性。

因此相比圖1、圖2所示的抑制方法提高了沖擊電流抑制電路的可靠性和兼容性。

3 仿真驗(yàn)證

以270 V供電電源為例，后端負(fù)載的電容量為22 μF，開機(jī)瞬間沖擊電流峰值要求低于12 A，恢復(fù)時(shí)間低于10 ms。

可根據(jù)式（2）計(jì)算并根據(jù)電阻標(biāo)稱值選取功率電阻R4，R4選擇兩顆47 Ω電阻并聯(lián)，則可計(jì)算出沖擊電流被抑制到11.5 A，滿足低于12 A的設(shè)計(jì)要求。設(shè)定MOS管DS之間電壓為26 V左右時(shí)才讓RC充電電路給MOS管柵極電容充電。后級(jí)電容充電時(shí)間常數(shù)為0.517 ms（τ2=22 uF*23.5 Ω），則由式（1）可計(jì)算出后級(jí)電容充電至244 V（=270 V-26 V）時(shí)約為1.3 ms（2.5τ2=2.5*0.517 ms）。

又可由式（3）計(jì)算出MOS管柵極驅(qū)動(dòng)電容C1充電至其開啟門檻電壓3.5 V時(shí)需要約0.013個(gè)τ1時(shí)間常數(shù)，即：

由式（5）可以計(jì)算出柵極電容的充電時(shí)間常數(shù)范圍為：

本設(shè)計(jì)中選擇時(shí)間常數(shù)τ1為109 ms，考慮電阻電容耐壓及功率，充電電阻選擇330 kΩ，MOS管柵極充電電容選擇330 nF。

依圖3所示原理圖并上文中元器件參數(shù)計(jì)算及選型，對(duì)該改進(jìn)型沖擊電流抑制電路進(jìn)行PSIM軟件仿真，仿真結(jié)果如圖4所示。圖4（a）中VC1為MOS管驅(qū)動(dòng)電壓，VC2為后級(jí)電容兩端電壓，VR4為功率電阻R4兩端電壓。圖4（b）中IC2即為沖擊電流。

圖4 仿真結(jié)果

由圖4仿真結(jié)果可以看出，270 V電源開機(jī)瞬間，回路中的最大沖擊電流被限制在約11.5 A（圖4（b）所示），MOS管在線間電容充電接近于輸入電壓時(shí)才導(dǎo)通，MOS管的漏源極兩端電壓、柵極驅(qū)動(dòng)電壓及線間電容兩端電壓如圖4（a）所示，仿真結(jié)果符合理論分析。

4 試驗(yàn)驗(yàn)證

按照上述仿真參數(shù)及原理圖進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證，試驗(yàn)電路板如圖5所示。實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示。圖6（a）為開機(jī)沖擊電流IC2，沖擊電流最大值為10 A左右，實(shí)測(cè)時(shí)線纜存在導(dǎo)線阻值，實(shí)測(cè)值比理論計(jì)算值偏小。圖6（b）為MOS管驅(qū)動(dòng)電壓VC1、后級(jí)電容兩端電壓VC2及功率電阻R4兩端電壓VR4波形。

圖5 實(shí)測(cè)電路板

圖6 實(shí)驗(yàn)波形

由圖6可以看出，試驗(yàn)結(jié)果與理論分析及軟件仿真結(jié)果相符合。

5 結(jié)論

本文提出并分析了一種控制MOS管DS兩端電壓來延遲開通MOS管的沖擊電流抑制電路，當(dāng)后端線間電容快充滿時(shí)才導(dǎo)通MOS管，避免MOS管長(zhǎng)時(shí)間承受電應(yīng)力而損壞。該電路對(duì)后級(jí)電容量的大小、是否帶載啟動(dòng)均具有較強(qiáng)的兼容性，因此該電路兼容性強(qiáng)、功耗低，可靠性高。最后，通過軟件仿真與試驗(yàn)驗(yàn)證了該沖擊電流抑制電路的可行性。