但 強(qiáng)

(中煤科工集團(tuán)重慶研究院有限公司,重慶 400039)

0 引言

伴隨著半導(dǎo)體技術(shù)及超聲波換能器技術(shù)的發(fā)展,基于超聲波時(shí)差原理的氣體流速儀器儀表廣泛應(yīng)用于氣象、風(fēng)電、通風(fēng)系統(tǒng)監(jiān)測(cè)、精準(zhǔn)計(jì)量等領(lǐng)域[1]。相較于機(jī)械式、差壓式風(fēng)速儀,它具有測(cè)量下限低、寬量程、精度高、線(xiàn)性度好等優(yōu)點(diǎn),與熱線(xiàn)熱膜風(fēng)速儀相比,其受環(huán)境溫度、雜質(zhì)等因素影響小,因此該技術(shù)在風(fēng)速風(fēng)向領(lǐng)域應(yīng)用前景廣闊。超聲波時(shí)差原理可細(xì)分為時(shí)差法、相差法及頻差法,相差法相對(duì)簡(jiǎn)單,但需要保證信號(hào)相移在一個(gè)超聲波周期內(nèi),測(cè)量范圍較為小[2-3],而頻差法測(cè)量精度較低,測(cè)量周期較長(zhǎng),因此這2種方法實(shí)際應(yīng)用較少[4],絕多數(shù)超聲波風(fēng)速產(chǎn)品采用時(shí)差法。

當(dāng)前主要采用FPGA[5-6]和ARM核心[3,7-8]進(jìn)行超聲波風(fēng)速測(cè)量系統(tǒng)設(shè)計(jì),基于FPGA的系統(tǒng)多用于高速采集或運(yùn)算量較大的應(yīng)用中,功耗相對(duì)較高,而低功耗應(yīng)用多采用ARM設(shè)計(jì),目前超聲波飛行時(shí)間檢測(cè)主要采用固定閾值法,測(cè)量穩(wěn)定性較差;此外,也有多芯片結(jié)合的設(shè)計(jì)方式,例如文獻(xiàn)[9-10]采用了ARM和CPLD芯片,由CPLD負(fù)責(zé)超聲波信號(hào)的驅(qū)動(dòng)與接收,ARM負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)處理及通訊,文獻(xiàn)[11-12]也提出一種基于單片機(jī)和MS1022時(shí)間測(cè)量芯片結(jié)合的低成本設(shè)計(jì)。本文基于STM32提出一種低速率采樣的雙向風(fēng)速檢測(cè)模組的設(shè)計(jì)方法,設(shè)計(jì)模組不借助高速ADC及時(shí)間轉(zhuǎn)換芯片等輔助芯片,僅利用內(nèi)部計(jì)時(shí)器及ADC資源完成超聲波信號(hào)的低速率無(wú)失真采樣,通過(guò)調(diào)整測(cè)量頻率和休眠時(shí)間可優(yōu)化整機(jī)功耗,該方法具有低成本、低功耗的特點(diǎn),可滿(mǎn)足電池供電或在線(xiàn)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)等應(yīng)用場(chǎng)景的雙向測(cè)風(fēng)需求。

1 基于超聲波時(shí)差法的風(fēng)速測(cè)量原理

超聲波時(shí)差法通過(guò)測(cè)量超聲波順、逆流飛行時(shí)間推算出風(fēng)速值,圖1為風(fēng)速測(cè)量示意圖。A、B是收發(fā)一體超聲波換能器,設(shè)定A、B換能器連線(xiàn)間距為L(zhǎng),風(fēng)速為v,風(fēng)速方向與換能器連線(xiàn)方向夾角為θ,介質(zhì)聲音傳播速度為c,順逆流超聲波飛行時(shí)間分別為t1、t2,其中L、θ為已知固定值,t1、t2為測(cè)量值。

超聲波換能器A、B交替作為發(fā)射端及接收端,超聲波飛行時(shí)間為t1具有以下關(guān)系

(1)

消除式(1)中聲速影響因子c,可得

(2)

由式(2)可知,當(dāng)環(huán)境溫度、壓力及介質(zhì)密度、成分造成介質(zhì)聲速c改變時(shí),風(fēng)速v不受影響。

2 低速率采樣的雙向超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組設(shè)計(jì)原理

本文設(shè)計(jì)的雙向超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組選用STM32F103C8T6作為MCU控制器,外圍電路無(wú)FPGA、CPLD等邏輯控制器及外置ADC采集芯片,設(shè)計(jì)成本低。圖2為模組硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理,控制器通過(guò)控制發(fā)射通道選擇單元,將調(diào)制驅(qū)動(dòng)信號(hào)送至驅(qū)動(dòng)電路完成對(duì)超聲波換能器的驅(qū)動(dòng),致其發(fā)射聲波,保護(hù)電路對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行限幅,防止換能器驅(qū)動(dòng)時(shí)對(duì)接收電路的損傷;控制器控制接收通道選擇單元將信號(hào)送至調(diào)理及過(guò)零比較電路,實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的濾波、放大、峰值保持、過(guò)零比較等功能,最終由控制器完成對(duì)信號(hào)的過(guò)零時(shí)刻及信號(hào)波峰幅值采樣;基于“電源管理技術(shù)”僅在需要的時(shí)刻開(kāi)啟發(fā)射電路、信號(hào)接收電路的電源,實(shí)現(xiàn)了傳感器的低功耗;模組基于控制器的UART接口實(shí)現(xiàn)與外部的信息交互。

圖2 雙向超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組硬件系統(tǒng)框架

檢測(cè)模組無(wú)外置高速ADC芯片,采用STM32內(nèi)部ADC實(shí)現(xiàn)信號(hào)幅值采樣,其頻率與超聲波頻率一致,技術(shù)實(shí)現(xiàn)原理如圖3、圖4所示。超聲波信號(hào)先經(jīng)由帶通濾波和信號(hào)放大電路進(jìn)行信號(hào)調(diào)理,滯回比較器設(shè)置閾值為0.4～0.8 V,可過(guò)濾掉噪聲干擾,實(shí)現(xiàn)僅在超聲波信號(hào)窗口輸出脈沖信號(hào),脈沖信號(hào)的下降沿作為觸發(fā)信號(hào);峰值保持電路在超聲波信號(hào)到達(dá)前完成復(fù)位,之后將保持信號(hào)的最大值;過(guò)零比較器將信號(hào)轉(zhuǎn)換為脈沖信號(hào),信號(hào)的每個(gè)下降沿被計(jì)數(shù)器采集,并暫存于STM32計(jì)時(shí)器外設(shè)的寄存器中。通過(guò)內(nèi)部邏輯配置,STM32一旦觸發(fā)即可完成1次ADC采樣及過(guò)零時(shí)刻采集,使用DMA控制器將數(shù)據(jù)緩存至“數(shù)據(jù)緩存區(qū)”。采樣完成后,緩存區(qū)內(nèi)包含超聲波峰值數(shù)組{V1,V2…Vn}以及與之對(duì)應(yīng)的信號(hào)過(guò)零時(shí)刻數(shù)組{t1,t2…tn},由于峰值保持電路只能獲取當(dāng)前信號(hào)的最大值,因此峰值數(shù)值僅包含信號(hào)包絡(luò)線(xiàn)前段上升趨勢(shì)信號(hào),例如圖4中Vj=V4(j≥4)。

圖3 低速率采樣硬件原理

圖4 低速率采樣邏輯原理

目前超聲波測(cè)速儀多采用閾值法確定超聲波的飛行時(shí)間,閾值法可分為固定閾值法及可變閾值法,固定閾值法將超聲波信號(hào)轉(zhuǎn)換為脈沖信號(hào),設(shè)定第一個(gè)脈沖或特定脈沖作為信號(hào)特征點(diǎn)[3,7,13],由于干擾信號(hào)或風(fēng)場(chǎng)擾動(dòng),該方法容易在到達(dá)時(shí)間出現(xiàn)的周期性誤差[14]。本模組基于可變閾值法獲取超聲波飛行時(shí)間,可有效消除干擾引起的周期性誤差[15]。單位閾值設(shè)定為Vth(0

|Vk-1Vth·Vmaxt=tk-3T|

(3)

式中T為超聲波信號(hào)周期。

3 超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組硬件電路設(shè)計(jì)

3.1 超聲波換能器驅(qū)動(dòng)電路

模組采用如圖5所示單極性變壓器驅(qū)動(dòng)電路,驅(qū)動(dòng)電源為9 V,超聲波換能器驅(qū)動(dòng)信號(hào)為脈沖信號(hào),其頻率與超聲波換能器頻率一致。電路通過(guò)匝數(shù)比為1∶10的變壓器將驅(qū)動(dòng)電壓升至約80 V,R1為變壓器原邊限流電阻,其阻值小于10 Ω,由于超聲波換能器通常為容性元件,儲(chǔ)能電容C1能夠在開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通瞬間提供一定能量,肖特基二極管D1、D2可以防止超聲波換能器在接收狀態(tài)下接入驅(qū)動(dòng)回路,則驅(qū)動(dòng)電路不會(huì)成為換能器負(fù)載而降低接收信號(hào)的幅值。

圖5 超聲波換能器驅(qū)動(dòng)電路

3.2 保護(hù)電路

由于超聲波換能器為收發(fā)一體,處于發(fā)射狀態(tài)時(shí)換能器端電壓為幾十V,而在接收狀態(tài)下端電壓僅為10～100 mV,保護(hù)電路主要功能為限制接收電路輸入信號(hào)幅度,防止驅(qū)動(dòng)高壓損壞接收電路。圖6為模組采用的保護(hù)電路,肖特基二極管D3、D4構(gòu)成限壓電路,最大電壓為0.2～0.4 V;R2、C2組成低通濾波器,R2的取值大于10 kΩ,低通濾波器截止頻率frc=1/(2πR2C2),設(shè)計(jì)時(shí)建議frc>5fu(fu為超聲波頻率)。

圖6 帶有低通濾波器的保護(hù)電路

3.3 二階壓控帶通濾波電路

電路接收的超聲波信號(hào)中包含有環(huán)境及電路電磁干擾噪聲,這些噪聲對(duì)可變閾值法的可靠實(shí)施造成影響,模組采用圖7所示的有源二階壓控帶通濾波器對(duì)噪聲信號(hào)進(jìn)行過(guò)濾。

圖7 二階壓控帶通濾波電路

帶通濾波電路中C3=C4,基于拉普拉斯變換推導(dǎo)電路的傳遞函數(shù)A(s)為:

(4)

將傳遞函數(shù)簡(jiǎn)化為

(5)

式中:ω0為濾波器的中心角頻率;A0為濾波器最大增益;Q為濾波器帶寬。

二階壓控帶通濾波幅頻特性如圖8所示。

3.4 滯回比較器

滯回比較器將超聲波信號(hào)轉(zhuǎn)換為脈沖信號(hào),用以觸發(fā)STM32進(jìn)行采樣,其設(shè)計(jì)如圖9所示,由運(yùn)放和電阻R8、R9組成一個(gè)正反饋系統(tǒng),二極管D5、電阻R10將信號(hào)轉(zhuǎn)換為單極性,實(shí)現(xiàn)對(duì)STM32電平的兼容。

圖9 滯回比較器電路

滯回比較器輸入輸出特性(見(jiàn)圖10)中含有滯回區(qū)間,濾除了信號(hào)噪聲對(duì)輸出脈沖信號(hào)的干擾,其閾值為

圖10 滯回比較器輸入輸出特性

(6)

式(6)中,us為運(yùn)放雙極性供電電壓值,uth建議為0.4～0.8 V,兼顧噪聲濾除和信號(hào)的完整性。

3.5 峰值保持電路

模組所用峰值保持電路如圖11所示,由運(yùn)放、二極管、電阻、電容等外圍電路構(gòu)成,R12、Q1構(gòu)成復(fù)位電路,在信號(hào)到達(dá)之前應(yīng)完成復(fù)位,D6可防止輸入信號(hào)為負(fù)時(shí)U5進(jìn)入非線(xiàn)性工作區(qū),反饋電阻R11可對(duì)D6、D7的壓降進(jìn)行補(bǔ)償。

圖11 峰值保持電路

4 雙向超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組性能測(cè)試

超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組換能器頻率選用200 kHz,STM32控制器主頻72 MHz,采用間歇性休眠模式,數(shù)據(jù)采集頻率10 Hz,供電電源為3.6 V,整機(jī)功耗約為0.15 W,模組原型機(jī)如圖12所示。

圖12 雙向超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組原型機(jī)

控制器計(jì)時(shí)器時(shí)鐘與主頻一致,根據(jù)式(1)、式(2)可計(jì)算出基于STM32F103控制器的風(fēng)速物理分辨率為

(7)

模組結(jié)構(gòu)中L設(shè)計(jì)為70 mm,夾角θ為45°,取聲速為340 m/s,則風(fēng)速物理分辨率約為0.016 m/s。

目前國(guó)內(nèi)的標(biāo)準(zhǔn)風(fēng)洞主要以皮托管或熱線(xiàn)熱膜儀作為標(biāo)準(zhǔn)器,最高精度為0.2 m/s,無(wú)法滿(mǎn)足風(fēng)速模組性能測(cè)試需求。依托瓦斯災(zāi)害監(jiān)控與應(yīng)急技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室的標(biāo)準(zhǔn)流量裝置(如圖13)對(duì)風(fēng)速模組進(jìn)行性能檢驗(yàn),該裝置基于音速?lài)娮旆?流量調(diào)節(jié)范圍為1～25 000 m3/h,管徑尺寸涵蓋DN15～DN600,相對(duì)不確定度為0.25%,精度等級(jí)為0.25級(jí)。

圖13 音速?lài)娮旆髁繕?biāo)準(zhǔn)裝置

在流量標(biāo)準(zhǔn)裝置上對(duì)超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組先進(jìn)行風(fēng)速校準(zhǔn),校準(zhǔn)點(diǎn)在6 m/s附近,然后進(jìn)行0.1～25 m/s風(fēng)速性能測(cè)試,在風(fēng)速測(cè)試點(diǎn)分別標(biāo)準(zhǔn)值和模組示值如表1所示。

表1 標(biāo)準(zhǔn)流量裝置標(biāo)準(zhǔn)值與超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組示值 m/s

標(biāo)準(zhǔn)[16]使用不確定度方法評(píng)價(jià)測(cè)量數(shù)據(jù)的可靠性,依據(jù)A類(lèi)評(píng)價(jià)數(shù)據(jù)的不確定度可表示為

(8)

(9)

由于流量標(biāo)準(zhǔn)裝置的相對(duì)不確定度為0.25%,則模組合成的標(biāo)準(zhǔn)不確定度uc(x)及其相對(duì)不確定度urel(x)應(yīng)為:

(10)

式中v標(biāo)為標(biāo)準(zhǔn)值。

將各組示值的平均值作為該測(cè)點(diǎn)風(fēng)速檢測(cè)值,并計(jì)算各測(cè)點(diǎn)的誤差,平均值、誤差及不確定度等相關(guān)數(shù)據(jù)列入表2中。

表2 超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組測(cè)量數(shù)據(jù)、誤差及不確定度

由表2數(shù)據(jù)可看出,在8 m/s風(fēng)速范圍內(nèi)模組測(cè)量誤差小于0.1 m/s,18 m/s風(fēng)速內(nèi)誤差小于0.15 m/s,風(fēng)速大于2 m/s時(shí)其相對(duì)不確定度約為0.3%。本文設(shè)計(jì)的雙向超聲波風(fēng)速檢測(cè)模組具有較高測(cè)量精度,且其測(cè)量值可信度高。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種基于STM32F103C8T6的雙向風(fēng)速檢測(cè)模組的設(shè)計(jì)方法,模組采用信號(hào)峰值及過(guò)零點(diǎn)時(shí)刻低速率采樣的方式實(shí)現(xiàn)了較少外圍電路的硬件設(shè)計(jì),整體成本低;基于電源管理及控制器休眠技術(shù)實(shí)現(xiàn)模組的功耗低至0.15 W,且通過(guò)降低數(shù)據(jù)采集頻率還可進(jìn)一步降低功耗,以滿(mǎn)足更低功耗的應(yīng)用需求。所設(shè)計(jì)的原型機(jī)經(jīng)精度等級(jí)為0.25級(jí)的音速?lài)娮鞓?biāo)準(zhǔn)流量裝置測(cè)試,約8.4 m/s內(nèi)的低風(fēng)速區(qū)精度可達(dá)到0.1 m/s,23 m/s風(fēng)速內(nèi)相對(duì)不確定度約為0.3%,整體風(fēng)速檢測(cè)性能優(yōu)越。本模組雖設(shè)計(jì)為雙向風(fēng)速檢測(cè),但通過(guò)優(yōu)化超聲波換能器安裝形式及聲道數(shù)量,該技術(shù)仍可實(shí)現(xiàn)全向風(fēng)速檢測(cè)。