彭茄恩，陳 韻，李仙法，石達(dá)寧，劉 建

（中國航天科工集團8511研究所，江蘇 南京 210007）

0 引言

Link16數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)敲绹？哲娂氨奔s部隊使用的一種新型戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)，于1994年開始在美軍艦艇及飛機平臺投入使用。Link16數(shù)據(jù)鏈的設(shè)計使用理念基于Link4A、Link11數(shù)據(jù)鏈，但相比原有數(shù)據(jù)鏈，在技術(shù)與操作上有極大的更新迭代，增強了數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)的安全性與抗干擾性能，被稱為是一種“無法被干擾的數(shù)據(jù)鏈”［1］，在美軍歷來多次戰(zhàn)爭中發(fā)揮了重要的作用。因此，發(fā)展針對Link16數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)的電子對抗技術(shù)具有重要的軍事意義。

1 Link16數(shù)據(jù)鏈信號特征

Link16數(shù)據(jù)鏈采用時分復(fù)用（TDMA）工作方式，以時隙為單位分配給不同的作戰(zhàn)單位，相較于Link4A/11數(shù)據(jù)鏈，Link16不存在網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)的中心控制節(jié)點，極大地提升了Link16數(shù)據(jù)鏈的戰(zhàn)場生存能力［2］。Link16數(shù)據(jù)鏈物理基帶波形采用脈沖形式，在一個分配的時隙內(nèi)共有129個脈沖，每個脈沖寬度為6.4 μs，脈沖重復(fù)周期為 13 μs，脈沖采用 32 位 M 序列進行（5，32）軟擴頻，調(diào)制方式為MSK調(diào)制。Link16數(shù)據(jù)幀格式包括抖動、同步、精確同步（TR）、報頭、數(shù)據(jù)段和傳輸保護6部分，Link16數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)工作頻段為960~1 215 MHz（Lx頻段），共有51個工作頻點，頻點間隔為 3 MHz，脈沖帶寬為 6 MHz［3-4］，Link16 數(shù)據(jù)鏈信號特征如圖1所示。

圖1 Link16數(shù)據(jù)鏈信號特征

Link16數(shù)據(jù)鏈采用較多的措施來提升系統(tǒng)的安全性與抗干擾能力，主要有：

1）擴跳結(jié)合

Link16數(shù)據(jù)鏈的每個脈沖均采用32位M序列進行MSK擴頻，且脈沖與脈沖之間采用跳頻，跳速為76 923 HOP/s，也即跳頻周期為 13 μs，但是每個頻點的駐留時間只有6.4 μs，給信號偵察截獲帶來很大的困難。

2）定時抖動［5］

Link16數(shù)據(jù)幀在其分配的時隙中存在定時抖動，抖動值在0~2.585 ms范圍內(nèi)偽隨機變化，且同時信號傳輸存在時延，使得信號截獲方無法準(zhǔn)確知道Link16信號的起始時刻，從而無法對Link16信號進行破譯或干擾。

3）數(shù)據(jù)加密［2］

Link16終端都具有加密機制，終端一次性加載2天加密變量，加密變量自動循環(huán)。Link16射頻波形根據(jù)當(dāng)前時間的傳輸保密（TESC）加密變化，另一方面?zhèn)鬏數(shù)南⒈旧硪步?jīng)過消息保密（MSEC）進行加密。Link16還對網(wǎng)絡(luò)參與組或者網(wǎng)絡(luò)進行隔離，以確保信息安全。

2 基于信道化的Link16信號偵收

2.1 數(shù)字信道化接收原理

數(shù)字信道化一般采用基于DFT的多項濾波器組的信道化濾波器技術(shù)，可以高效地實現(xiàn)數(shù)字信道化濾波器。通常，數(shù)字信道化是在數(shù)字正交下變頻后進行的，輸入是復(fù)信號x（n）。低通濾波器采用N階FIR濾波器，其響應(yīng)為hLP（n），且抽取率K=D，則第k個信道濾波器輸出為：

令xp(m)=x(mD-p)，gp(m)=hLP(iK+p)，（p=0，1，2，…，K-1，L=N/K），則有：

定義x′p(m)=(xp(m)e-jωkmD)gp(m)，則：

設(shè)濾波器采用偶排列方式，將ωk=2πkD代入，得到：

由上式可以得到信道化濾波器的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 信道化濾波器結(jié)構(gòu)設(shè)計

由于Link16信號每個跳頻頻點間隔3 MHz，每一跳信號的帶寬卻為6 MHz，無論如何設(shè)計信道化濾波器，總會存在有部分頻點處于信道交疊處，出現(xiàn)跨信道濾波，使得整個信號的能量被分散在2個信道當(dāng)中，給后續(xù)的信號檢測、參數(shù)測量、信息解調(diào)等處理帶來困難。為了解決這一問題，在設(shè)計信道化濾波器時，一方面考慮設(shè)計信道間隔為6 MHz帶寬的倍數(shù)，確保將跳頻頻點的全部帶寬包含在內(nèi)；另一方面采用A、B2個信道化濾波器組對Link16信號進行濾波，而A、B濾波器參數(shù)設(shè)計一致，唯一的不同是濾波器的中心頻點相差3 MHz，從而實現(xiàn)對3 MHz間隔頻點的覆蓋，最終在2組濾波器濾波后采用信道融合，同時關(guān)閉不使用頻段的信道，從而實現(xiàn)對Link16頻點的全覆蓋。

2.2 Link16信號判定

在實際使用中，真實空間電磁信號經(jīng)過信道化濾波之后，出現(xiàn)在接收端的Link16信號必然夾雜著大量雜亂信號，因此必須對信道化濾波之后的信號進行類型判定，篩選出所需要的Link16信號脈沖，以減少后端處理的數(shù)據(jù)量。根據(jù)Link16信號特征設(shè)計信道化濾波器之后，將輸入信號按照Link16信號頻點進行分割，得到一個個窄帶信號或者脈沖，因此對于所得到的這些信號是否為Link16信號，以及分別為哪個信道輸出的頻點，都需要進行進一步驗證。根據(jù)Link16信號的先驗信息，如脈寬和調(diào)制方式來對得到的信號脈沖進行進一步的篩選，以提高信號的識別概率。本文通過3步進行驗證，首先測量截獲信號的脈寬，若脈寬不為6.4 μs則將其剔除；其次測量所得脈沖功率譜對稱度，若不對稱將其剔除；最后識別脈沖調(diào)制方式是否為MSK，若不是將其剔除，最終所得脈沖即為Link16脈沖信號，如圖3所示。

圖3 Link16信號檢測流程

2.3 差分相位Link16脈沖信號解調(diào)

Link16脈沖信號的調(diào)制方式為MSK調(diào)制，脈沖長度為6.4 μs，且相鄰脈沖之間存在頻率跳變，因此基于傳統(tǒng)的MSK解調(diào)方法已經(jīng)不再適應(yīng)于Link16 MSK脈沖信號的解調(diào)。從MSK調(diào)制方式的原理入手，可以發(fā)現(xiàn)MSK是采用連續(xù)相位不同頻率的載波信號來調(diào)制傳輸?shù)谋忍匦畔?，通過對Link16接收信號進行相位差分處理可以獲得信號頻率時間函數(shù)，從而直接獲得接收信號的頻率信息，即可對接收的MSK信號實現(xiàn)解調(diào)。截獲的Link16 MSK脈沖信號可描述為：

式中，A是信號幅度，w（t）是噪聲，一般建模成均值為零、方差為σ2的高斯白噪聲。經(jīng)過數(shù)字化采樣與量化，可以得到MSK調(diào)制信號的瞬時相位為：

從式（7）可以看出，利用信號的相位差分處理，可以得到一個不隨時間變化的相位分量，這個相位分量攜帶了調(diào)制的比特信息αk，唯一對其產(chǎn)生影響的就是噪聲使得相位分量產(chǎn)生相位模糊，同時每個碼元的初始相位值φk會對相位產(chǎn)生相位模糊。因此，式（7）可以改寫為差分相位的形式為：

式中，PN（w）表示的是由噪聲產(chǎn)生的相位影響，式（8）反映出這樣一個事實，MSK調(diào)制信號通過相位差分算法之后，得到以載波頻率為中心，以四分之一碼速率為偏移的2個值，這2個值的變化規(guī)律即能夠反映出調(diào)制的基帶信號αk的變化規(guī)律，只是這個結(jié)果受到噪聲相位的影響，會產(chǎn)生相位的模糊［6-7］。

3 Link16信號干擾方法分析

由于Link16信號采用的擴跳結(jié)合的防截獲技術(shù)，同時具有76 923 HOP/s的高跳速，使得對Link16信號的干擾變得異常困難，下面對Link16信號的干擾方法加以分析。

1）寬帶阻塞式干擾

針對跳頻系統(tǒng)最為有效的干擾方式就是寬帶阻塞式干擾，在所有系統(tǒng)工作頻點都產(chǎn)生干擾信號，癱瘓整個系統(tǒng)。然而，Link16由于使用較寬的工作帶寬（255 MHz）和較多的工作頻點（51個），且終端的發(fā)射功率都較大（1 000 W），使得寬帶阻塞式干擾的效益下降。對通信系統(tǒng)的干擾需要干擾機具有一定的能量注入效率，即干擾信號的功率能夠有效進入到通信接收機內(nèi)且維持一定的干擾信號功率比，考慮到Link16的擴跳結(jié)合機制所產(chǎn)生的至少25 dB接收增益，所需要的干擾機阻塞信號功率將達(dá)到幾百千瓦的量級，這樣干擾效率無疑是效能低下的。

2）跟蹤阻塞式干擾［8］

跟蹤阻塞式干擾是針對跳頻通信系統(tǒng)的一種高效率的干擾方式，其能夠?qū)崿F(xiàn)有效跟蹤前提是干擾機能夠同步跟蹤跳頻信號的頻率變化速率，Link16信號76 923 HOP/s的跳速對干擾機的反應(yīng)速度提出了很高的要求。同時干擾機在偵察系統(tǒng)的引導(dǎo)下實施對目標(biāo)信號的干擾，因此偵察系統(tǒng)的反應(yīng)速度也制約著干擾機的干擾性能。本文提出的Link16信號偵察由于采用信道化技術(shù)，對Link16工作頻點實現(xiàn)了實時高效的全概率接收，使得其引導(dǎo)干擾機實現(xiàn)跟蹤干擾成為可能。另一方面，如果對一個跳頻系統(tǒng)實施有效的跟蹤干擾，則最少需要干擾每一跳信號駐留時長的40%，因此，針對Link16信號駐留時長為6.4 μs，根據(jù)干擾橢圓所得干擾機與發(fā)射機接收機之間的有效的干擾距離為：

也就是說，干擾機如果要有效實施Link16信號的跟蹤阻塞干擾，必須抵近至Link16節(jié)點1.152 km范圍之內(nèi)，這將極大的降低干擾機地生存概率，是不可接受的。

3）同步頻點阻塞式干擾

通過分析Link16信號數(shù)據(jù)幀格式可以發(fā)現(xiàn)，Link16在通信過程中存在一個同步過程，也即Link16節(jié)點必須正確接收16個同步脈沖信號才能轉(zhuǎn)入同步跟蹤狀態(tài)，且同步脈沖跳頻頻點為8個，同一網(wǎng)絡(luò)同步信號的跳頻圖案都是一致的，因此對Link16同步信號進行干擾的概率，相較于對其進行全頻帶阻塞式干擾，具有更大的實際意義與可實現(xiàn)性。一般認(rèn)為Link16的8個同步頻點中，有5個或者5個以上收到干擾時，則Link16信號將不能建立有效的同步，進而不能建立通信。在此基礎(chǔ)上，Link16系統(tǒng)遭受到NJ個頻點的阻塞干擾而未能建立通信的概率函數(shù)可描述為：

通過仿真可以看出Link16信號同步丟失概率與同步頻點干擾數(shù)的關(guān)系：干擾頻點數(shù)目越多，其同步建立丟失的概率就越高。當(dāng)Link16系統(tǒng)中超過20個頻點被干擾時，其數(shù)據(jù)幀建立同步的概率將低于85%，其具體對應(yīng)關(guān)系如圖4所示。

圖4 Link16系統(tǒng)頻點干擾數(shù)與同步丟失概率的關(guān)系

4 仿真分析

對本文所提方法進行仿真驗證，信道化濾波器設(shè)計為子信道數(shù)為64，子信道帶寬為6 MHz，實現(xiàn)對Link16信號工作頻段的全覆蓋。圖5顯示的是在子信道信噪比SNR=15 dB條件下，對模擬的Link16信號進行偵察截獲的結(jié)果，為了能夠清楚地顯示Link16信號的時頻分布，仿真只顯示Link16信號前10個脈沖的結(jié)果。其中圖5（a）顯示的是模擬固定頻點（f=1 158 MHz）的 Link16信號的時頻分布，圖5（b）顯示的是在此條件下，對固定頻點Link16信號進行偵收的結(jié)果，反應(yīng)出其時頻分布為一條直線；圖5（c）顯示的是模擬隨機跳頻的Link16信號的時頻分布，圖5（d）顯示的是在此條件下對Link16信號進行偵收的結(jié)果得到了Link16信號的跳頻圖案，跳頻圖案與時頻分布結(jié)果是能夠?qū)?yīng)的。

圖5 Link16前10跳信號偵收結(jié)果（SNR=15 dB）

為了進一步驗證本文所提方法對Link16信號偵收的性能，采用蒙特卡洛方法對Link16脈沖信號的檢測進行仿真，通過仿真結(jié)果可以看出，當(dāng)子信道的信噪比SNR=10 dB時，Link16脈沖信號檢測概率能夠達(dá)到99%，該結(jié)果基本逼近Link16信號接收檢測的極限性能，說明本文所提方法對Link16信號偵收具有有效性和可實現(xiàn)性。

圖6 Link16信號檢測概率

5 結(jié)束語

本文針對Link16數(shù)據(jù)鏈信號的時域頻域特征，采用信道化的方法將Link16工作頻段劃分成子信道處理，提升Link16信號處理增益，降低處理難度，實現(xiàn)了Link16信號全頻段全概率實時偵收；在此基礎(chǔ)上，討論多種Link16信號的干擾方法，根據(jù)Link16數(shù)據(jù)幀中的同步信號特點，利用干擾同步信道的方式對Link16信號實施干擾，具有良好的效果。總之，本文提出了一整套針對Link16數(shù)據(jù)鏈信號的電子戰(zhàn)方法，通過仿真驗證了其有效性與可行性，該方法具有較高的軍事應(yīng)用價值。