收稿日期：2021-11-10

基金項(xiàng)目：國家自然科學(xué)基金（52077199）

通信作者：石健將（1969—），男，博士、教授，主要從事電力電子變換器方面的研究。jianjiang@zju.edu.cn

DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2021-1376 文章編號：0254-0096（2023）04-0384-09

摘 要：提出一種應(yīng)用于航天器分布式供電系統(tǒng)的零電壓開關(guān)（ZVS）三端口DC-DC變換器（TPC）。對于集成雙Buck/Boost雙有源橋DC-DC變換器型TPC，一次側(cè)開關(guān)管的ZVS范圍與3個端口的電壓及3個端口之間的傳輸功率有關(guān)。為了實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管ZVS范圍的擴(kuò)展，提出在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中引入基于耦合電感的輔助電路，相較于傳統(tǒng)ZVS實(shí)現(xiàn)方法，該拓?fù)淇煞乐剐铍姵囟丝陔娏鞑ㄐ紊系南莶?，進(jìn)而有利于航天器分布式供電系統(tǒng)中蓄電池壽命的延長。此外，磁耦合電感可減少電感數(shù)量，不僅起到濾波作用，還為主開關(guān)管提供ZVS實(shí)現(xiàn)條件。最后，搭建TPC樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果驗(yàn)證該拓?fù)渑c控制方法的可行性。

關(guān)鍵詞：零電壓開關(guān)；零電流開關(guān)；DC-DC變換器；軟開關(guān)（電力電子）；分布式供電系統(tǒng)

中圖分類號：TM46""""""""""" """""""""""" """""""文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

近地空間航天器供電系統(tǒng)由太陽能、儲能裝置（如蓄電池）和負(fù)載組成，其系統(tǒng)架構(gòu)可分為多變換器型和多端口變換器型兩大類。對于多變換器型，每個發(fā)電單元、儲能單元和負(fù)載都有各自的二端口DC-DC變換器。執(zhí)行光伏最大功率點(diǎn)跟蹤（maximum power point tracking， MPPT）的DC-DC變換器必不可少。同時(shí)，調(diào)節(jié)電池充放電的雙向DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)了航天器供電系統(tǒng)中功率的靈活流動。文獻(xiàn)［1］給出了二端口DC-DC變換器拓?fù)浼翱刂品桨妇C述；文獻(xiàn)［2-3］給出了應(yīng)用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的多端口變換器綜述。與多變換器型架構(gòu)相比，多端口變換器型架構(gòu)可減少設(shè)備數(shù)量，簡化航天器分布式供電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，提高功率轉(zhuǎn)換效率，文獻(xiàn)［4］對這兩種類型進(jìn)行了比較。全隔離型TPC拓?fù)涫褂么罅块_關(guān)器件，從而導(dǎo)致航天器分布式供電系統(tǒng)的成本和尺寸增加。在部分隔離型TPC中，端口之間的一些元件和電路可實(shí)現(xiàn)共享，具有高功率密度、高效率的優(yōu)勢。文獻(xiàn)［5-7］給出了幾種基于多端口變換器的航天器分布式供電系統(tǒng)架構(gòu)；文獻(xiàn)［8-15］的拓?fù)潆娐分?，高頻變壓器一次側(cè)電路為交錯并聯(lián)降壓/升壓變換器（interleaved Buck/Boost converter，IBBC）和全橋電路（full-bridge converter，F(xiàn)BC）的集成。

針對IBBC與FBC集成型TPC，一次側(cè)開關(guān)管的ZVS范圍與3個端口的電壓及3個端口之間的傳輸功率有關(guān)，為了實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管ZVS范圍的擴(kuò)展進(jìn)而提升航天器供電系統(tǒng)效率，在拓?fù)渖峡梢胼o助電路來為主電路開關(guān)管的ZVS提供條件。文獻(xiàn)［16-17］提出的ZVS實(shí)現(xiàn)方法中，勵磁電感電流被分成輸入源電流與輔助電路電流兩部分，因此輔助電路電流的存在造成了輸入源電流的陷波，將對連接于該端口的蓄電池的壽命產(chǎn)生不利影響。由于TPC一次側(cè)兩端口連接光伏組件與蓄電池，因此要求在較寬的占空比范圍內(nèi)輔助電路可為主開關(guān)管提供ZVS實(shí)現(xiàn)條件。而在文獻(xiàn)［18］中，當(dāng)一次側(cè)占空比小于0.5時(shí)，會出現(xiàn)失去ZVS實(shí)現(xiàn)條件的情況。文獻(xiàn)［19］提出的輔助電路包括一個獨(dú)立電感，與基于耦合電感技術(shù)的ZVS實(shí)現(xiàn)方法相比，該方法不利于航天器分布式供電系統(tǒng)功率密度的提高。文獻(xiàn)［20］所提的基于耦合電感的ZVS實(shí)現(xiàn)方法中，每個輔助開關(guān)管需串聯(lián)一個二極管來阻斷反向電流，增加了航天器分布式供電系統(tǒng)二極管的使用數(shù)量。文獻(xiàn)［21］所提拓?fù)湫柙谳o助電路中增加無源元件作為輔助電壓源，增加了航天器分布式供電系統(tǒng)無源元件的使用數(shù)量。

本文在傳統(tǒng)IBBC與DAB集成型TPC拓?fù)涞幕A(chǔ)上，提出一種基于耦合電感的輔助電路以擴(kuò)展主開關(guān)管的ZVS范圍。與傳統(tǒng)ZVS實(shí)現(xiàn)方法相比，所提出的基于磁耦合電感的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可減少電感數(shù)量，有利于航天器分布式供電系統(tǒng)功率密度的提升；可防止輸入源電流波形上的電流陷波，相比于傳統(tǒng)的ZVS實(shí)現(xiàn)方案，有利于航天器電源蓄電池壽命的提升；當(dāng)一次側(cè)占空比小于0.5或大于0.5時(shí)輔助電路都可為主開關(guān)管提供ZVS實(shí)現(xiàn)條件，適應(yīng)于航天器分布式供電系統(tǒng)光伏組件與蓄電池較大電壓波動的工作情形。本文首先對所提TPC拓?fù)浼捌溥\(yùn)行過程進(jìn)行分析，給出所提TPC的功率關(guān)系、損耗分析、ZVS的實(shí)現(xiàn)范圍分析，為了驗(yàn)證所提TPC拓?fù)涞目尚行裕罱?00 W的實(shí)驗(yàn)平臺，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證拓?fù)涞目尚行耘c理論分析的正確性。

1 電路拓?fù)?/p>

本文所提TPC變換器拓?fù)淙鐖D1所示，Port1、Port2、Port3分別接光伏、蓄電池與負(fù)荷。圖1中，S1～S4為高頻變壓器T一次側(cè)的主開關(guān)管，S5～S8為高頻變壓器二次側(cè)的主開關(guān)管，[L1]與[L2]為蓄電池端口的濾波電感，[Lc1、Lc2]為耦合電感，[kc]為耦合系數(shù)，[N1]與[N2]為變壓器一、二次側(cè)邊繞組匝數(shù)，變比[n=N1/N2]，L為變壓器漏感，[C1、C2、C3]分別為光伏端口、蓄電池端口與負(fù)荷端口的濾波電容，[CS1～CS4]為S1～S4的并聯(lián)電容，Sa1～Sa4為輔助電路的開關(guān)管，VD1、VD2為附加二極管。高頻變壓器一次側(cè)的兩個端口是雙向端口，二次側(cè)為隔離雙向端口。一次側(cè)兩個BBC工作在180°交錯模式，因此可大大降低輸入電流紋波。端口之間均為單級功率變換，系統(tǒng)整體變換效率高。

2 運(yùn)行過程分析

圖1所示拓?fù)洌哳l變壓器一次側(cè)電路可等效為一個帶有輔助電路的IBBC與DAB一次側(cè)全橋的并聯(lián)，將分析過程分為IBBC與DAB兩個部分，等效電路如圖2所示。流經(jīng)開關(guān)管S1～S4的電流分為兩部分，其表達(dá)式為：

[iS1=iS1′+iS1iS2=iS2′+iS2iS3=iS3′+iS3iS4=iS4′+iS4]" （1）

2.1 IBBC運(yùn)行過程分析

為實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1與S3的ZVS，各開關(guān)管的開關(guān)過程如圖3a所示。為實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S2與S4的ZVS，各開關(guān)管的開關(guān)過程如圖3b所示。圖3中一次側(cè)開關(guān)管S1與S2的占空比為[d1]和[d2]，兩者取決于端口1和2的電壓[U1]與[U2]，開關(guān)管S3（S4）的驅(qū)動波形與S1（S2）相差180°。[Ts]為開關(guān)周期，[TsdD]為死區(qū)時(shí)間，[d]為輔助開關(guān)與相應(yīng)主開關(guān)之間的移相占空比。[uGS1～uGS4]為主電路開關(guān)管S1～S4的驅(qū)動波形，[uGSa1～uGSa4]為輔助電路開關(guān)管Sa1～Sa4的驅(qū)動波形，[uDS1～uDS4]為主電路開關(guān)管S1～S4的漏源極電壓波形。

以S1的ZVS實(shí)現(xiàn)過程為例，一個開關(guān)周期內(nèi)可分為以下8個時(shí)間段，各階段的等效電路如圖4所示。輔助開關(guān)管Sa1與主開關(guān)S2同相，Sa2滯后Sa1時(shí)間[Tsd]。

1） 階段1，時(shí)間區(qū)間為[t0—t1]，在[t0]時(shí)刻，[uGS2]降為零。在該階段內(nèi)，[Cs2、Cs1]的充放電使[uDS2]升高，[uDS1]降低，在[Cs2、Cs1]的作用下，S2具備ZVS關(guān)斷條件，[iD2]開始降低。

2） 階段2，時(shí)間區(qū)間為[t1—t2]，S1的體二極管導(dǎo)通，[uDS1]在該階段內(nèi)保持為零。

3） 階段3，時(shí)間區(qū)間為[t2—t3]，該階段開始前，[uDS1]為零，在[t2]時(shí)刻，S1在ZVS條件下開通。

4） 階段4，時(shí)間區(qū)間為[t3—t4]，在[t3]時(shí)刻，[iD2]降為零，Sa2在ZCS條件下關(guān)斷。[iL1]和[ia1]相等且同時(shí)升高。

5） 階段5，時(shí)間區(qū)間為[t4—t5]，在[t4]時(shí)刻，[uGS1]降為零，與階段1類似，S1具備ZVS關(guān)斷條件。

6） 階段6，時(shí)間區(qū)間為[t5—t6]，在該階段內(nèi)S2的體二極管導(dǎo)通，[uDS2]保持為零。

7） 階段7，時(shí)間區(qū)間為[t6—t7]，與階段3類似，在[t6]時(shí)刻，S2在ZVS條件下開通，Sa1在ZCS條件下開通。

8） 階段8，時(shí)間區(qū)間為[t7—t8]，在[t7]時(shí)刻，Sa2在ZCS條件下開通，[iD2]開始升高，在[t8]時(shí)刻，Sa1在ZVS條件下關(guān)斷。

令階段Ⅰ包含階段1～階段3，階段Ⅱ包含階段4和階段5，階段Ⅲ包含階段6和階段7，階段Ⅳ包含階段8，階段Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ和Ⅳ的等效電路如圖4所示。在階段Ⅰ內(nèi)，[iL1]、[ia1]、[iSS1]變化的斜率為：

[diL1dt=（Lc-M）U1（L1-M）+U2（Lc-M）（L1+Lc-2M）（L1Lc-M2）+U2-U1L1+Lc-2M]"" （2）

[dia1dt=（-L1+M）U1（L1-M）+U2（Lc-M）（L1+Lc-2M）（L1Lc-M2）+U2-U1L1+Lc-2M]" （3）

[diSS1dt=U1（L1-M）+U2（Lc-M）L1Lc-M2]"" （4）

在階段Ⅱ內(nèi)，[iL1]、[ia1]變化的斜率為：

[diL1dt=dia1dt=U2-U1L1+Lc-2M]"""""" （5）

在階段Ⅲ內(nèi)，[iL1]、[ia1]變化的斜率為：

[diL1dt=dia1dt=U2L1+Lc-2M]"""" （6）

在階段Ⅳ內(nèi)，[iL1]、[ia1]、[iSS1]變化的斜率為：

[diL1dt=U2（Lc-M）2（L1+Lc-2M）（L1Lc-M2）+U2L1+Lc-2M]""""" （7）

[dia1dt=U2（-L1+M）（Lc-M）（L1+Lc-2M）（L1Lc-M2）+U2L1+Lc-2M]"" （8）

[diSS1dt=U2（Lc-M）L1Lc-M2]""""" （9）

圖3a、圖3b中，端口2的濾波電感電流[iL1、iL2]為：

[iL1=ia1+iSS1iL2=ia2+iSS2]"""""" （10）

由圖3a、圖3b可見，濾波電感電流[iL1、iL2]在一個開關(guān)周期內(nèi)可分為4段，每段的變換斜率如式（2）及式（5）～式（7）所示，并不存在電流陷波現(xiàn)象。由式（9）可知，階段IV內(nèi)[iSS1]的峰值為：

[ΔiSS1=U2（Lc-M）L1Lc-M2?d2-dTs]""" （11）

[iSS1]的峰值[ΔiSS1]代表輔助電路擴(kuò)展主開關(guān)管ZVS范圍的能力，與[d]呈反比關(guān)系。因此，可根據(jù)負(fù)載的大小，通過調(diào)整[d]值，在保證提供ZVS實(shí)現(xiàn)條件的同時(shí)，降低[ΔiSS1]以減小輔助電路的導(dǎo)通損耗。

2.2 DAB運(yùn)行過程分析

移相占空比[D2]取決于一次側(cè)和二次側(cè)之間的傳輸功率。根據(jù)[d1]、[D1]、[D2]的取值，主電路可分為8種工作狀態(tài)，如表1所示。當(dāng)[d1lt;0.5]時(shí)，定義[D1=1-2d1]，當(dāng)[d1gt;0.5]時(shí)，定義[D1=2d1-1]。如圖5Ⅰ-a和圖5Ⅱ-a所示，當(dāng)[0≤D1≤D2≤1]時(shí)，在[t0—t1、t1—t2]和[t2—t3]期間，漏感電壓值分別為[nU2]和[U1-nU2]，漏感在[t0]、[t1]、[t2]和[t3]處的電流值為：

[iL（t0）=KkD1-2D2+（1-k）iL（t1）=K（k+2）D1-2D2+（1-k）iL（t2）=K-kD1+2kD2+（1-k）iL（t3）=-iL（t0）]" （12）

同樣，如圖5Ⅰ-b和圖5Ⅱ-b所示，當(dāng)0≤D2≤D1≤1時(shí)，在[t0—t1、t1—t2]和[t2—t3]期間，漏感電壓值分別為[nU2、-nU2]和[U1-nU2]，漏感在[t0、t1、t2]和[t3]處的電流值為：

[iL（t0）=KkD1-2D2+（1-k）iL（t1）=KkD1+（1-k）iL（t2）=K（k-2）D1+2D2+（1-k）iL（t3）=-iL（t0）]""""" （13）

式中：[K=nU2/（4fsL）]。

Ⅰ. d1≥0.5

Ⅱ. d1lt;0.5

3 TPC性能分析

3.1 功率分析

IBBC工作在Buck模式時(shí)，端口1和端口2之間的電壓關(guān)系以及端口2的功率為：

[U2=d1U1]"""" （14）

[P2=U22R2]"" （15）

同理，當(dāng)IBBC工作在Boost模式時(shí)，端口1和端口2之間的電壓關(guān)系以及端口2的功率為：

[U1=U2d1]"""" （16）

[P2=-U21R1+P3]"" （17）

當(dāng)[0≤D1≤D2≤1]，端口3的功率為：

[P3=P?2D1（-D1+2D2-1）-4D2（D2-1）]" （18）

式中：[P*= nU1U3/（8fsL）]。

當(dāng)[D1=0、][D2=0.5]時(shí)，端口3可達(dá)到最大功率為：[P3max=P*]。同理，當(dāng)[0≤D2≤D1≤1]，端口3的功率為：

[P3=P?2D1（D1-2D2-1）+4D2]""""" （19）

當(dāng)[D1=0.5]時(shí)，端口3可達(dá)到最大功率為：[P3max=0.5P*]。

[iL1]的平均值為：

[IL1=P22U2]" （20）

3.2 軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件

高頻變壓器二次側(cè)開關(guān)管的ZVS實(shí)現(xiàn)條件僅與漏感電流有關(guān)。當(dāng)[0≤D1≤D2≤1]時(shí)，S5和S6導(dǎo)通時(shí)的電流值為：

[IS5，on=IS6，on=-nK-kD1+2kD2+（1-k）]""""" （21）

當(dāng)[IS5，on=IS6，on≤0]時(shí)，S5和S6可實(shí)現(xiàn)ZVS，實(shí)現(xiàn)條件為：

[D2≥maxD12+12-12k，D1]"" （22）

同樣，當(dāng)[0≤D2≤D1≤1]時(shí)，S5和S6導(dǎo)通時(shí)的電流值為：

[IS5，on=IS6，on=-nKkD1+（1-k）]"" （23）

當(dāng)[IS5，on=IS6，on≤0]時(shí)，S5和S6可實(shí)現(xiàn)ZVS，實(shí)現(xiàn)條件為：

[D1≥1-1k]""" （24）

由式（22）和式（24）可見，當(dāng)[k≤1]時(shí)，二次側(cè)開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)ZVS。IBBC兩橋臂分析方法一致，以S1和S2的橋臂為例，S1和S2導(dǎo)通時(shí)，[iS1″]和[iS2″]的值為：

[IS1，on″=-IS2，off″""""""""" =KkD1-2D2+（1-k） ， （ d1+dD≥0.5， 0≤D1≤D2≤1） KkD1-2D2+（1-k） ， （ d1+dD≥0.5 ， 0≤D2≤D1≤1） K（k+2）D1-2D2+（1-k） ， （ d1+dDlt;0.5 ， 0≤D1≤D2≤1）K（k-2）D1+2D2+（1-k） ， （ d1+dDlt;0.5 ， 0≤D2≤D1≤1）]""""""" （25）

[IS2，on″=-IS1，off″""""""""" =K（k+2）D1-2D2+（1-k） ， （ d1+dD≥0.5， 0≤D1≤D2≤1） K（k-2）D1+2D2+（1-k） ， （ d1+dD≥0.5， 0≤D2≤D1≤1）KkD1-2D2+（1-k） ， （ d1+dDlt;0.5 ， 0≤D1≤D2≤1）KkD1-2D2+（1-k） ， （ d1+dDlt;0.5 ， 0≤D2≤D1≤1 ） ]""""""""" （26）

一次側(cè)開關(guān)管的ZVS實(shí)現(xiàn)條件應(yīng)同時(shí)考慮Port 2的電流和高頻變壓器漏感電流。為了實(shí)現(xiàn)S1的ZVS，S1導(dǎo)通前是經(jīng)其體二極管續(xù)流的，即S1導(dǎo)通時(shí)流經(jīng)S1的電流應(yīng)為負(fù)值，這就需滿足：

[IS1，on″-iL1（t2）+iSS1（t2）lt;0]"""" （27）

同樣，為了實(shí)現(xiàn)S2的ZVS，在S2導(dǎo)通時(shí)刻（[tS2on]）需滿足：

[IS2，on″+iL1（tS2on）-iSS1（tS2on）lt;0] （28）

IBBC工作在Boost模式或Buck模式時(shí)，分別不利于S2或S1的ZVS實(shí)現(xiàn)。圖6Ⅰ為當(dāng)IBBC工作在Boost模式，[P1=P1max]時(shí)，當(dāng)[U2]從20 V變化到30 V，[P3]從零變化到[P3max]時(shí)，輔助電路對S2的ZVS工作范圍的影響。圖6Ⅱ?yàn)橥葪l件下，[P2=P2max]時(shí)，輔助電路對S1的ZVS工作范圍的影響。在輔助電路的作用下，可擴(kuò)大S1和S2的ZVS范圍。S3和S4的ZVS范圍擴(kuò)展效果與S1和S2相同。

c. k=0.88， ZVS TPC"""""""""""""""""""""""""" d. k=0.88， 傳統(tǒng) TPC

Ⅰ. P1=P1max時(shí)S2的ZVS工作范圍

c. k=0.88， ZVS TPC""""""""""""""""""""""""""" d. k=0.88， 傳統(tǒng) TPC

Ⅱ. P2=P2max時(shí)S1的ZVS工作范圍

3.3 蓄電池端口電流i2紋波對比

由于在傳統(tǒng)ZVS實(shí)現(xiàn)方案［18-19］中，勵磁電感上的電流可看作為恒定量，為了給主開關(guān)提供ZVS條件，利用輔助電路對勵磁電感上的電流進(jìn)行分流，進(jìn)而導(dǎo)致蓄電池端口的電流[i2]產(chǎn)生陷波，對蓄電池的壽命產(chǎn)生不利影響。為了對本文所提拓?fù)渑c傳統(tǒng)拓?fù)洌?9］的電流[i2]紋波進(jìn)行對比，構(gòu)建兩者的仿真模型，電壓與功率等級相同，[U1=50 V、][U2=25 V、][U3=150 V。]圖7Ⅰ、圖7Ⅱ?yàn)镮BBC工作在Boost模式下[（P1=P1max）]，[P3]分別為[P3max]與0時(shí)蓄電池端口電流[i2]的波形。圖7Ⅲ為IBBC工作在Buck模式下（[P2=P2max]），[P3=0]時(shí)蓄電池端口電流[i2]的波形?？煽闯?，本文所提拓?fù)涞男铍姵囟丝陔娏鱗i2]具有更低的電流紋波，避免了陷波的產(chǎn)生。

Ⅰ. [P3=P3max，P1=P1max]

Ⅱ. [P3=0，P1=P1max]

Ⅲ. [P3=0，P2=P2max]

3.4 損耗分析

本文所提拓?fù)淇蓴U(kuò)展一次側(cè)IBBC開關(guān)管的ZVS范圍，因此對引入輔助電路前后的損耗進(jìn)行對比分析。一次側(cè)損耗包括濾波電感的磁芯損耗與銅損、二極管VD1、VD2的損耗和開關(guān)管損耗。磁芯損耗取決于電感電流紋波。二極管損耗包括導(dǎo)通損耗和反向恢復(fù)損耗。導(dǎo)通損耗與二極管的電壓和電流有關(guān)，反向恢復(fù)損耗取決于開關(guān)頻率[fs]和反向恢復(fù)特性。開關(guān)管損耗包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗由[Ron]產(chǎn)生，隨漏源極電流的增加而增加。開關(guān)損耗與漏源極電壓、漏源極電流、開關(guān)頻率[fs]和開關(guān)特性有關(guān)。引入輔助電路后，開關(guān)管Sa1～Sa4和S1～S4工作在ZVS或ZCS條件下，開關(guān)損耗將被消除。因此，開關(guān)管損耗主要來自Sa1～Sa4和S1～S4的導(dǎo)通損耗。因此，為了提高效率，所有開關(guān)管需具備較低的[Ron]。

為了從理論上分析引入輔助電路對效率提升的影響，以一次側(cè)IBBC工作在Boost模式為例，主開關(guān)管S1～S4與輔助開關(guān)管Sa1～Sa4為MOSFET IRFP4668，輔助二極管VD1、VD2為STPS20M100S，具體參數(shù)和損耗估算如表2和表3所示。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

以TI的TMS320F28377SPTPT為控制器，搭建TPC實(shí)驗(yàn)平臺，S1～S4和Sa1～Sa4為IRFP4668，VD1和VD2為STPS20M100S，詳細(xì)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表4所示。

圖8為各實(shí)驗(yàn)的主要波形。如圖8I，U1=50 V、U2=20 V、U3=130 V，P2=400 W、P3=350 W，滿足0≤D1≤D2≤1，d1lt;0.5，[kgt;1]；如圖8Ⅱ，U1=50 V、U2=20 V、U3=130 V，P2=270 W、[P3=80 W，]滿足[0≤D2≤D1≤1，][d1lt;0.5，kgt;1;]如圖8Ⅲ，[U1=50 V、][U2=30 V、]U3=170 V，P2=500 W、P3=300 W，滿足[0≤D1≤D2≤1]，d1gt;0.5，[klt;1]。對于實(shí)驗(yàn)Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ，IBBC工作在Buck模式，由圖8Ⅰ-d、圖8Ⅱd、圖8Ⅲ-d可見，[uGSa1]與[iSS1]

Ⅰ. 實(shí)驗(yàn)""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""" Ⅱ. 實(shí)驗(yàn)Ⅱ

Ⅲ. 實(shí)驗(yàn)Ⅲ """"""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""Ⅳ. 實(shí)驗(yàn)Ⅳ

Ⅴ. 實(shí)驗(yàn)Ⅴ""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""" Ⅵ. 實(shí)驗(yàn)Ⅵ

之間的相移角90°、90°、60°可分別為S1的ZVS提供實(shí)現(xiàn)條件，Sa1可實(shí)現(xiàn)ZCS開通、ZVS關(guān)斷，Sa2可實(shí)現(xiàn)ZCS開通、ZCS關(guān)斷。

如圖8Ⅳ，U1=50 V、U2=30 V、U3=130 V，P1=250 W、[P3=350 W，]滿足[0≤D1≤D2≤1，][d1gt;0.5，kgt;1;]如圖8V，[U1=50 V、][U2=30 V、][U3=130 V，][P1=250 W、][P3=100 W，]滿足[0≤D2≤D1≤1，][d1gt;0.5，kgt;1;]如圖8VI，[U1=50 V、][U2=20 V、][U3=170 V，][P1=250 W、][P3=300 W，]滿足[0≤D1≤D2≤1，][d1lt;0.5，klt;1。]對于實(shí)驗(yàn)Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ，IBBC工作在Boost模式，由圖8IV-d、圖8Ⅴ-d、圖8Ⅵ-d可見，[uGSa2]與[iSS1]之間的相移角60°、60°、20°可分別為S2的ZVS提供實(shí)現(xiàn)條件，Sa2可實(shí)現(xiàn)ZCS開通、ZVS關(guān)斷，Sa1可實(shí)現(xiàn)ZCS開通、ZCS關(guān)斷。

圖9為各實(shí)驗(yàn)的高頻變壓器的主要波形。圖10為[U1=50 V、U2=25 V、U3=150 V，P3=0 W]時(shí)本文所提TPC拓?fù)浜蛡鹘y(tǒng)TPC拓?fù)涞男是€對比，一次側(cè)IBBC工作在Buck或Boost模式時(shí)，本文所提TPC拓?fù)涞男矢哂趥鹘y(tǒng)TPC，最大效率提升為0.9%。

Ⅰ. Buck模式

Ⅱ. Boost模式

5 結(jié) 論

本文提出一種應(yīng)用于航天器分布式供電系統(tǒng)的基于耦合電感的輔助電路以擴(kuò)展主開關(guān)管的ZVS范圍。磁耦合電感不僅起濾波作用，還為主電路的開關(guān)管提供了ZVS條件。輔助開關(guān)管也可實(shí)現(xiàn)ZCS，可通過調(diào)整輔助開關(guān)管和相應(yīng)的主開關(guān)管之間的相移角降低輔助電路的導(dǎo)通損耗，從而提高航天器分布式供電系統(tǒng)的功率傳輸效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：當(dāng)一次側(cè)占空比小于0.5或大于0.5時(shí)，本文所提拓?fù)涞妮o助電路都可為主開關(guān)管提供ZVS實(shí)現(xiàn)條件。與傳統(tǒng)ZVS實(shí)現(xiàn)方法相比，本文所提拓?fù)淇煞乐剐铍姵囟丝陔娏鞑ㄐ紊系碾娏飨莶ǎ苊鈱π铍姵氐膲勖a(chǎn)生不利影響。

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A ZVS THREE-PORT DC-DC CONVERTER OF DISTRIBUTED POWER SUPPLY SYSTEM APPLIED IN SPACECRAFT

Wang Shanshan，Gao Ming，Shi Jianjiang

（College of Electrical Engineering， Zhejiang University， Hangzhou 310027， China）

Abstract：This paper proposes a zero-voltage-switching （ZVS） three-port DC-DC converter （TPC） for spacecraft power system. For the TPC which integrates interleaved Buck/Boost converter （IBBC） with dual-active-bridge DC-DC converter （DAB）， due to the ZVS range of MOSFET of the primary side is related to the power transmitted between the two ports of the primary side， in order to expand the ZVS range of the main switch， an auxiliary circuit based on coupled inductor is introduced into the topology. Compared with the traditional ZVS implementation method， this topology can prevent the notch on the current waveform of the battery port， which is beneficial to prolong the life of the battery in the spacecraft power system. The magnetic coupling inductor reduces the number of inductors， plays a filtering role， and provides the ZVS condition for the main switch. Finally， a TPC experimental prototype was built to verify the effectiveness of the topology structure and control strategy.

Keywords：zero voltage switching； zero current switching； DC-DC converter；soft switching （power electronics）； distributed power supply system