蘇晉榮，李艷玲

(山西大學(xué) 物理電子工程學(xué)院，山西 太原 030006)

0 引 言

隨著5G無線網(wǎng)絡(luò)和微波通信技術(shù)的快速發(fā)展，智慧城市、智能家居等高速無線接入應(yīng)用對(duì)無線通信技術(shù)提出更大帶寬，更高速率，更加便攜等要求[1]。研究表明，將多輸入多輸出(Multiple-input Multiple-output, MIMO)技術(shù)與超寬帶(Ultra-wideband，UWB)技術(shù)相結(jié)合的 UWB MIMO通信系統(tǒng)是當(dāng)前短距離高速通信的有效解決方案[2]。

天線作為UWB MIMO通信系統(tǒng)的關(guān)鍵器件，其性能直接影響整個(gè)系統(tǒng)的工作性能。UWB MIMO天線設(shè)計(jì)中，面臨的主要困難之一是保證天線小型化的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)輻射單元間具有較高的隔離度。為改善隔離度，人們提出多種解耦方法，包括利用缺陷地結(jié)構(gòu)[3]、引入中和線[4]、利用方向圖和極化分集[5-7]、添加寄生枝節(jié)[8]、加載電磁帶隙結(jié)構(gòu)[9]、加載超材料[10]、使用準(zhǔn)自互補(bǔ)結(jié)構(gòu)[11]等。例如，文獻(xiàn)[3]在接地板上蝕刻?hào)艡谛徒怦罱Y(jié)構(gòu)，延長(zhǎng)了電流耦合路徑，使隔離度提升至25 dB；文獻(xiàn)[4]用帶有環(huán)狀圓盤的中和線連接兩個(gè)單極子，激勵(lì)端口的電流和中和線引入的電流中和抵消，使天線隔離度達(dá)到22 dB；文獻(xiàn)[5]將半橢圓形單極子定向天線進(jìn)行正交排列放置，并在接地板上蝕刻矩形細(xì)長(zhǎng)縫隙，使天線之間隔離度均大于17 dB；文獻(xiàn)[8]在接地板上引入F型寄生枝節(jié)，實(shí)現(xiàn)了多重諧振和20 dB的高隔離度；文獻(xiàn)[9]在天線E面耦合路徑處加載彎折線電磁帶隙結(jié)構(gòu)，使天線之間隔離度提升至17 dB；文獻(xiàn)[10]在天線之間加載新型開口諧振環(huán)超材料結(jié)構(gòu)，使天線在超寬帶范圍內(nèi)隔離度增加到20 dB；文獻(xiàn)[11]提出了一種由4個(gè)正交排列的準(zhǔn)自互補(bǔ)(Quasi-self-complementary, QSC)輻射單元組成的 UWB MIMO 天線，天線單元之間無需額外的去耦結(jié)構(gòu)即可實(shí)現(xiàn)3 GHz～12 GHz的帶寬和在大部分工作頻帶內(nèi)優(yōu)于20 dB的高隔離度。

本文提出了一種共面波導(dǎo)饋電的四端口緊湊型QSC UWB MIMO天線，相比傳統(tǒng)微帶饋電的QSC UWB MIMO天線[11-14]，共面波導(dǎo)饋電不僅實(shí)現(xiàn)了更寬的寬帶(3.1 GHz～18 GHz)，還大大縮減了天線尺寸。此外，將QSC天線單元對(duì)稱排列，并在介質(zhì)板另一側(cè)印刷科赫分形解耦枝節(jié)和新型正六邊形雙開口諧振環(huán)，分別減少了低頻和高頻處輻射單元之間的相互耦合，最終實(shí)現(xiàn)了在大部分頻帶內(nèi)優(yōu)于20 dB的高隔離度。

1 天線設(shè)計(jì)與分析

1.1 天線單元

QSC UWB單極子天線的幾何圖形如圖1 所示，其尺寸為20 mm×15 mm，印刷在厚度為0.8 mm的FR4介質(zhì)基板上(εr=4.4，tanδ=0.02)。此UWB單極子由對(duì)稱切半的正六邊形貼片和與之互補(bǔ)的缺陷接地面組成，均印刷在介質(zhì)基板上表面，并進(jìn)行共面波導(dǎo)饋電。QSC UWB單極子天線經(jīng)過高頻結(jié)構(gòu)仿真器(High Frequcney Structure Simulator, HFSS)仿真優(yōu)化后的幾何參數(shù)如表1 所示。

表1 優(yōu)化后的天線幾何參數(shù)

自互補(bǔ)天線由于其輸入阻抗不隨頻率的變化而變化，因此能夠在寬帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)良好的阻抗匹配。該QSC UWB單極子天線的接地板六邊形槽半徑雖略大于六邊形貼片半徑，但仍能夠?qū)崿F(xiàn)超寬帶，其|S11|隨頻率變化結(jié)果如圖2 的天線1(Ant_1)所示，其-10 dB帶寬約為2.7 GHz～11 GHz。為進(jìn)一步改善天線的阻抗匹配，拓展高頻帶寬，在接地板上蝕刻了階梯型矩形槽，如圖1(b)所示，其|S11|如圖2 的天線2(Ant_2)所示，-10 dB帶寬約為2.7 GHz～18 GHz。

(a)天線 1

圖2 天線1和天線2 的|S11|

1.2 四端口QSC UWB MIMO天線

為了增加信道容量，將上述的QSC UWB單極子排列成四端口QSC UWB MIMO天線，并設(shè)計(jì)了解耦枝節(jié)，天線最終結(jié)構(gòu)如圖3 所示。

圖3 四端口QSC UWB MIMO天線的幾何結(jié)構(gòu)

此UWB MIMO天線仍印刷在厚度為0.8 mm的FR4介質(zhì)基板上(εr=4.4，tanδ=0.02)，尺寸為30 mm×40 mm。介質(zhì)板上側(cè)為共面波導(dǎo)饋電的四端口UWB MIMO天線陣列；另一側(cè)印刷兩對(duì)經(jīng)過二次迭代的科赫分形解耦枝節(jié)和兩排1×3陣列的正六邊形雙開口諧振環(huán)(Double-split Ring Resonator, DSRR)。

為進(jìn)一步解釋UWB MIMO天線的設(shè)計(jì)過程，圖4給出了該天線的演化過程。首先，將4個(gè)QSC UWB單極子天線對(duì)稱放置，組成共面波導(dǎo)饋電的四端口QSC UWB MIMO天線，如圖4 中的Ant_a所示；其次，為了減少端口1和2以及端口3和4之間在低頻處的電流耦合，在輻射單元1和2以及3和4之間分別放置兩對(duì)經(jīng)過二次迭代的科赫分形解耦枝節(jié)，如圖4 Ant_b所示；最后，為了進(jìn)一步減少端口1和4以及端口2和3之間在高頻處的耦合，在輻射單元1和4以及2和3之間分別放置1×3的正六邊形DSRR陣列，如圖4 Ant_c所示。

(a)Ant_a

圖5 給出了天線演化過程中S參數(shù)的變化。

(a)|S11|

從圖5(a)可以看出，組成四端口MIMO天線后，阻抗帶寬為3.1 GHz～18 GHz(|S11|<-10 dB)，實(shí)現(xiàn)了超寬帶。從圖5(b)可以看出，添加解耦枝節(jié)以后，|S21|在3.2 GHz處明顯下降，在3.1 GHz～4.5 GHz頻段|S21|平均下降了2 dB。從圖5(c)可以看出，添加寄生枝節(jié)和正六邊形DSRR后，在大部分頻段|S31|<-20 dB；從圖5(d)可以看出，添加正六邊形DSRR后，12 GHz～18 GHz頻段的|S41|有了明顯的改善，在14.2 GHz處，|S41|從未加載DSRR的-14.1 dB下降到加載DSRR后的-36.0 dB，隔離度提升了22 dB，且在大部分頻段內(nèi)|S41|<-20 dB。

1.3 解耦原理分析

QSC UWB天線單元組成四端口MIMO天線之后，天線在低頻處和高頻處均存在嚴(yán)重的相互耦合。由于天線空間有限，采用類似L型、矩形等普通寄生解耦枝節(jié)對(duì)低頻處進(jìn)行解耦會(huì)占用較大空間，影響天線小型化，并對(duì)天線輻射性能造成嚴(yán)重影響。采用二次迭代科赫分形枝節(jié)，可在有限空間實(shí)現(xiàn)較長(zhǎng)的枝節(jié)長(zhǎng)度，提供長(zhǎng)的電流路徑，從而實(shí)現(xiàn)低頻解耦。此外，利用開口諧振環(huán)的阻帶特性，將正六邊形雙開口諧振環(huán)加載到1, 4端口和2, 3端口之間，來提升高頻處天線單元之間的隔離度。

用于低頻解耦的寄生枝節(jié)由4段經(jīng)過二次迭代的科赫分形短枝節(jié)疊加組成，其科赫分形迭代過程如圖6所示。先將長(zhǎng)度為d的線段作為基礎(chǔ)圖形，如圖6(a)所示；接著將線段平均分為3段，以中間的線段為底邊，向上側(cè)延伸兩段d/3長(zhǎng)度的線段，組成等邊三角形，再減去中間的線段實(shí)現(xiàn)第一次迭代分形，如圖6(b)所示；在第1次迭代后的圖形基礎(chǔ)上重復(fù)上述迭代過程實(shí)現(xiàn)第2次迭代分形，如圖6(c)。將4段經(jīng)過兩次迭代后的短枝節(jié)進(jìn)行疊加后，所對(duì)應(yīng)科赫分形枝節(jié)總長(zhǎng)度l=64×d7，計(jì)算得到l為34.56 mm，約為3.2 GHz對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)的1/2，相當(dāng)于1/2波長(zhǎng)諧振器，使電流耦合在分形枝節(jié)上，來減少端口1，2之間的電流耦合。

圖6 科赫分形迭代過程

為進(jìn)一步研究解耦枝節(jié)長(zhǎng)度對(duì)解耦頻段的影響，對(duì)決定二次迭代科赫分形枝節(jié)中每小段枝節(jié)長(zhǎng)度d7進(jìn)行分析。d7依次取值為0.52 mm，0.54 mm，0.56 mm，其他參數(shù)保持不變，對(duì)其進(jìn)行電磁仿真，得到的|S21|結(jié)果如圖7 所示，可以看出，隨著d7長(zhǎng)度的增加，解耦頻段向低頻移動(dòng)。當(dāng)d7取值為0.54 mm時(shí)，|S21|在3.2 GHz處產(chǎn)生明顯的諧振，在3.1 GHz～4.5 GHz頻段內(nèi)解耦效果最好。

圖7 |S21|隨不同d7的變化曲線

1×3陣列的正六邊形雙開口諧振環(huán)加載在1和4以及2和3輻射單元之間，提升了12 GHz～18 GHz頻段內(nèi)端口1和4以及2和3之間的隔離度。為進(jìn)一步研究正六邊形DSRR的解耦原理，對(duì)諧振環(huán)的單元結(jié)構(gòu)進(jìn)行分析。圖8 為正六邊形DSRR單元的結(jié)構(gòu)模型和仿真設(shè)置，DSRR印刷在與上述材料特性和厚度相同的FR4介質(zhì)基板上，將開口諧振環(huán)單元模型的求解空間頂部和底部設(shè)置為理想磁導(dǎo)體(PMC)邊界條件，開口環(huán)開口方向的兩側(cè)設(shè)置為理想電導(dǎo)體(PEC)邊界條件，另外兩側(cè)添加波端口激勵(lì)。

圖8 正六邊形DSRR單元的結(jié)構(gòu)模型

圖9 為DSRR單元S參數(shù)的仿真結(jié)果，可以看出，DSRR單元在14.2 GHz處產(chǎn)生了諧振點(diǎn)，并且在12 GHz到16 GHz頻段內(nèi)，|S11|接近于0 dB，而|S21|均在-10 dB以下，形成了阻帶。將其置于天線單元間有利于抑制天線之間表面波的傳播，進(jìn)而減少互耦。

圖9 DSRR單元S參數(shù)的仿真結(jié)果

為進(jìn)一步研究阻帶帶寬隨諧振環(huán)開口大小的變化，將諧振環(huán)開口大小設(shè)為g，g依次取值為0.1 mm，0.2 mm和0.3 mm，其他參數(shù)保持不變，對(duì)其進(jìn)行電磁仿真，得到的|S21|如圖10 所示?？梢钥闯觯?dāng)g為0.2 mm時(shí)，開口諧振環(huán)阻帶帶寬最寬，適用于12 GHz～16.2 GHz頻帶范圍內(nèi)的寬頻解耦。

圖10 g取不同值的|S11|和|S21|

為進(jìn)一步驗(yàn)證解耦枝節(jié)和正六邊形DSRR對(duì)天線單元之間電流耦合的抑制效果，圖11 展示了端口1被激勵(lì)，其它端口接50 Ω匹配負(fù)載時(shí)，UWB MIMO天線在3.2 GHz和14.2 GHz處解耦前后的表面電流分布。從圖11(a)中可以看出，天線工作在3.2 GHz時(shí)，添加科赫分形解耦枝節(jié)后，電流主要集中在枝節(jié)上，端口1流向端口2的電流明顯減少；從圖11(b)中可以看出，天線工作在14.2 GHz時(shí)，加載DSRR后，電流主要集中在開口諧振環(huán)上，端口1耦合到端口4的電流也明顯減少。說明解耦枝節(jié)和正六邊形開口諧振環(huán)均起到有效的解耦作用。

圖11 UWB MIMO天線解耦前后電流分布圖

2 結(jié)果與討論

為驗(yàn)證仿真結(jié)果的正確性和天線的實(shí)際價(jià)值，對(duì)圖3 的天線模型進(jìn)行了加工，實(shí)物圖與測(cè)試環(huán)境如圖12 所示。利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent N5222A對(duì)天線進(jìn)行測(cè)量，得到S參數(shù)。此外，在微波暗室中對(duì)天線的輻射模式進(jìn)行了測(cè)量。由于4個(gè)輻射單元對(duì)稱分布，接下來的測(cè)試和仿真結(jié)果中，均以激勵(lì)端口1為例進(jìn)行分析。

圖12 天線實(shí)物圖

圖13 為QSC UWB-MIMO天線S參數(shù)的仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果。仿真得到的天線帶寬范圍為3.1 GHz～18 GHz(|S11|<-10 dB)，且隔離度高于15 dB(|S21|&|S41|&|S31|<-15 dB)；測(cè)試得到的超寬帶范圍為3.1 GHz～15.5 GHz，且大部分頻段隔離度優(yōu)于20 dB。由于SMA頭連接不準(zhǔn)確、矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀高頻段校準(zhǔn)誤差以及測(cè)試環(huán)境，天線的仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果存在偏差。

(a)|S11|

圖14 為天線在3.5 GHz, 8.5 GHz和13.5 GHz處的端口1激勵(lì)下的E面和H面的仿真和測(cè)試的平面輻射方向圖。從圖中可以看出，天線的輻射方向圖在3.5 GHz和8.5 GHz較為穩(wěn)定，但在高頻處由于天線高階模式影響，存在異向電流，輻射方向圖發(fā)生了少許畸變。

(a)3.5 GHz

圖15 為天線峰值增益的仿真和測(cè)量結(jié)果及天線輻射效率，可以看出，測(cè)量得到的峰值增益在工作頻帶內(nèi)從1.09 dB上升到5.78 dB，天線的輻射效率平均在90%以上，說明天線具有良好的輻射性能。

圖15 天線的峰值增益和輻射效率

包絡(luò)相關(guān)系數(shù)(envelope correlation coefficient，ECC)是驗(yàn)證MIMO天線分集特性的重要參數(shù)。ECC 越小，則表明天線單元間的分集性能越好?？山邮蹺CC范圍一般小于0.5。天線的ECC利用式(1)、式(2)進(jìn)行計(jì)算[15]

(1)

(2)

式(1)是利用S參數(shù)計(jì)算ECC；式(2)是利用天線遠(yuǎn)場(chǎng)輻射函數(shù)計(jì)算ECC，i和j是端口1，2，3或4。由于本文所設(shè)計(jì)的天線輻射效率較高，因此，可以用S參數(shù)來估算ECC，計(jì)算結(jié)果如圖16 所示?？梢钥闯?，在工作頻段內(nèi)該天線的ECC均小于0.04，表明該天線兩輻射單元間具有較低的相關(guān)性，分集特性良好。

圖16 天線的包絡(luò)相關(guān)系數(shù)

表2 給出了本文所設(shè)計(jì)天線與文獻(xiàn)中所設(shè)計(jì)的4端口UWB MIMO天線性能比較。從表2 中可以看出，文獻(xiàn)[6]所設(shè)計(jì)的天線帶寬最寬，為3.0 GHz～20 GHz；文獻(xiàn)[7]和文獻(xiàn)[12]所設(shè)計(jì)的天線隔離度最高，均為20 dB以上。本文所設(shè)計(jì)的天線整體尺寸最小，帶寬范圍僅次于文獻(xiàn)[6]，且在大部分頻帶內(nèi)隔離度高于20 dB，且峰值增益相對(duì)比較穩(wěn)定。

表2 本文天線與文獻(xiàn)天線性能對(duì)比

3 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種共面波導(dǎo)饋電的四端口緊湊型QSC UWB MIMO天線，其尺寸為30 mm×40 mm×0.8 mm。通過放置科赫分形解耦枝節(jié)和加載正六邊形雙開口諧振環(huán)，分別提升了低頻和高頻段的隔離度。仿真和測(cè)試結(jié)果表明，天線工作帶寬為3.1 GHz～15.5 GHz，在大部分頻段內(nèi)隔離度高于20 dB，增益從1.09 dB增加到5.78 dB，輻射效率在工作頻帶范圍內(nèi)平均為90%，ECC小于0.04。該天線綜合性能良好，可用于UWB便攜設(shè)備以及5G無線通信系統(tǒng)中。