摘 要：近年來(lái)，氫氧燃料電池以其功率密度高、燃料加注快捷、續(xù)航能力易拓展的優(yōu)勢(shì)，在商用車領(lǐng)域取得越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。氫氣循環(huán)泵是氫氧燃料電池系統(tǒng)中的關(guān)鍵部件，為燃料電池陽(yáng)極提供氣體循環(huán)，提升系統(tǒng)效率與單體一致性。本文對(duì)氫氣循環(huán)泵的控制方法進(jìn)行綜述，包括基速以下控制、基速以上弱磁控制和PWM電壓調(diào)制方法，為氫氣循環(huán)泵控制方案的選擇提供理論指導(dǎo)。

關(guān)鍵詞：質(zhì)子交換膜燃料電池 氫氣循環(huán)泵控制 永磁同步電機(jī)控制

Abstract：In recent years， proton exchange membrane fuel cells have been used more and more widely in the field of commercial vehicles due to their advantages of high power density， fast fuel injection， and easy to expand the endurance. The hydrogen circulating pump is a key component in the fuel cell system， which provides gas circulation for the anode of fuel cell and improves the system efficiency and consistency of cells. This paper summarizes the control methods of the hydrogen circulating pump， including the control below the base speed， the field weakening control above the base speed and PWM voltage modulation methods， which provide theoretical guidance for the selection of the control scheme of the hydrogen circulating pump.

Key words：PEMFC， hydrogen circulating pump control， PMSM

1 概述

燃料電池是一種直接將存儲(chǔ)在H2的化學(xué)能經(jīng)與O2反應(yīng)，轉(zhuǎn)化為電能、熱能和水的電化學(xué)裝置。它不受卡諾循環(huán)限制，轉(zhuǎn)化效率高，可以長(zhǎng)時(shí)間運(yùn)行。其中質(zhì)子交換膜燃料電池（Proton Exchange Membrane Fuel Cell，PEMFC）具有運(yùn)行溫度低、功率密度高、響應(yīng)快、啟動(dòng)快、穩(wěn)定性好以及當(dāng)使用純氫氣時(shí)不會(huì)造成環(huán)境污染等特點(diǎn)，是未來(lái)理想的動(dòng)力裝置

循環(huán)泵是質(zhì)子交換膜燃料電池系統(tǒng)的重要部件，其可以為燃料電池陽(yáng)極系統(tǒng)提供穩(wěn)定氫氣循環(huán)，增加陽(yáng)極子系統(tǒng)的一致性，提升燃料電池系統(tǒng)氫氣利用率[1]。對(duì)其的穩(wěn)定控制對(duì)燃料電池系統(tǒng)的可靠運(yùn)行十分重要。目前氫氣循環(huán)泵絕大多數(shù)使用永磁同步電機(jī)作為驅(qū)動(dòng)電機(jī)，所以針對(duì)永磁同步電機(jī)氫氣循環(huán)泵，本文將從基速以下控制、基速以上弱磁控制和電壓調(diào)制方法三個(gè)方面對(duì)氫氣循環(huán)泵控制進(jìn)行探討。

2 氫氣循環(huán)泵基速以下控制

基速以下的主流控制方式為最大轉(zhuǎn)速電流比控制（Maximum Torque Per Ampere，MPTA），控制方式為計(jì)算可以達(dá)到當(dāng)前扭矩下的最佳id與iq，使得相電流最小，從而節(jié)約逆變器容量，提升控制器的體積功率密度與質(zhì)量功率密度[2-4]。即MPTA控制轉(zhuǎn)化為極值問(wèn)題，目標(biāo)函數(shù)如式（1）所示

綜上，系統(tǒng)轉(zhuǎn)速閉環(huán)輸出轉(zhuǎn)矩指令，通過(guò)MPTA計(jì)算，得到d軸與q軸的電流指令。

3 氫氣循環(huán)泵基速以上弱磁控制

隨著電機(jī)轉(zhuǎn)速的升高，電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì)正比增加，當(dāng)反電動(dòng)勢(shì)大于逆變器可以提供的最大電壓時(shí)，驅(qū)動(dòng)電流無(wú)法繼續(xù)提升。此時(shí)如果繼續(xù)提升轉(zhuǎn)速，需要進(jìn)行弱磁控制，即對(duì)定子施加一定電流分量，此電流分量產(chǎn)生與轉(zhuǎn)子磁通相反的磁通，從而減小電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)，提升電機(jī)轉(zhuǎn)速。弱磁控制下，弱磁電流不產(chǎn)生實(shí)際扭矩，但占用逆變器容量，會(huì)導(dǎo)致電機(jī)最大扭矩下降，控制系統(tǒng)效率降低。實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景下，燃料電池所用氫氣循環(huán)泵功率等級(jí)一般不超過(guò)2kw，弱磁控制對(duì)效率降低的效果有限，但可以達(dá)到提升轉(zhuǎn)速，提升燃料電池陽(yáng)極循環(huán)的效果。

循環(huán)泵電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中會(huì)受到逆變器最大輸出電流Imax與最大輸出電壓Vmax限制，構(gòu)成電流極限圓和電壓極限圓方程如式（5）和式（6）所示

綜上，如圖1所示當(dāng)電壓極限橢圓的中心位于電流極限圓外側(cè)時(shí)，弱磁升速是的升速范圍是有限的，稱為有限速度系統(tǒng)。進(jìn)入深度弱磁區(qū)域后，常用軌跡是沿最大轉(zhuǎn)矩電壓比曲線運(yùn)行（Maximum Torque per Voltage，MPTV）[5]。

如圖2所示，燃料電池氫氣循環(huán)泵的弱磁控制包括前饋弱磁控制和反饋弱磁控制。前饋控制的輸入為當(dāng)前的電驅(qū)動(dòng)狀態(tài)，如轉(zhuǎn)速，直流母線電壓等，直接判斷是否進(jìn)入弱磁狀態(tài)和當(dāng)前的電流軌跡目標(biāo)。前饋方法主要有查表法與公式法，公式法依靠電機(jī)與系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行弱磁電流軌跡的計(jì)算，往往依賴數(shù)值方法進(jìn)行求解，求解速度較慢，計(jì)算資源占用大[6]。查表法主要依靠當(dāng)前速度與轉(zhuǎn)矩查表得到電流軌跡，此類方法應(yīng)應(yīng)對(duì)溫度變化與母線電壓變化效果不佳，且將其他因素加入表格后，查表復(fù)雜化會(huì)使得系統(tǒng)標(biāo)定量極大增加[7]。

反饋弱磁控制主要利用電流偏差、轉(zhuǎn)速偏差和電壓偏差進(jìn)行弱磁控制。利用電流偏差與轉(zhuǎn)速偏差的控制方式主要基于的原理為：當(dāng)電機(jī)反電勢(shì)大于控制器可以提供的最大反電勢(shì)時(shí)，電流無(wú)法繼續(xù)增加，從而產(chǎn)生電流偏差；當(dāng)電流產(chǎn)生偏差，扭矩?zé)o法繼續(xù)增加，產(chǎn)生轉(zhuǎn)速偏差。進(jìn)而利用轉(zhuǎn)速和電流偏差可以實(shí)現(xiàn)電流軌跡切換弱磁電流軌跡。電壓偏差反饋弱磁控制方法基于判斷需求的電壓是否超過(guò)逆變器可以提供的最大電壓，從而控制電流軌跡沿弱磁控制的電流軌跡前進(jìn)。反饋弱磁控制對(duì)電機(jī)參數(shù)依賴低，可以適應(yīng)復(fù)雜環(huán)境，是目前燃料電池氫氣循環(huán)泵主流的弱磁控制方法[8-11]。

4 氫氣循環(huán)泵控制電壓調(diào)制方法

如圖3所示，氫氣循環(huán)泵控制的電壓調(diào)制方法以基于載波的調(diào)制為主，分為連續(xù)PWM調(diào)制方法與不連續(xù)PWM調(diào)制方法。連續(xù)PWM的開關(guān)動(dòng)作均勻分布在每個(gè)電流周期中，主要方法有SPWM、SVPWM和其他基于零矢量插入的PWM方法。不連續(xù)PWM使用特殊的零矢量插入方法，每個(gè)橋臂在一個(gè)電流周期中，有1/3的時(shí)間不調(diào)制，可以有效減少開關(guān)次數(shù)，從而降低開關(guān)損耗，提升逆變器效率。依據(jù)1/3的不調(diào)制時(shí)間分布，不連續(xù)PWM調(diào)制方式可以分為 DPWMMIN、DPWMMAX、DPWM0、DPWM1、DPWM2、DPWM3。

連續(xù)PWM調(diào)制中，SPWM電壓調(diào)制具有良好的線性，可以通過(guò)簡(jiǎn)單的三角波比較實(shí)現(xiàn)調(diào)制波形，調(diào)制方法簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)，但直流電壓利用率過(guò)低，僅為理論極限值的78.5%，且相對(duì)其他調(diào)制方式，諧波畸變率方面沒(méi)有優(yōu)勢(shì)，僅在對(duì)調(diào)制比要求不高的場(chǎng)合下使用。為改善上述問(wèn)題，基于零序分量注入的PWM方式被廣泛使用。SVPWM采用兩種零矢量相等的零矢量插入方法，可以到達(dá)很好的綜合性能，直流電壓利用率可以達(dá)到理論極限的90.7%，但在有特殊目標(biāo)的調(diào)速場(chǎng)合，比如消除固定頻率諧波、優(yōu)化開關(guān)損耗或降低母線電壓波動(dòng)等，需要進(jìn)一步對(duì)零矢量的插入方法進(jìn)行優(yōu)化。由于氫氣循環(huán)泵電機(jī)多為三相星型鏈接，輸出電壓中的三次諧波因相位相同，可以相互抵消，所以THIPWM1/6[12-13]和THIPWM1/4[14]兩種方法也被用于循環(huán)泵電壓調(diào)制，這類控制方式在一定的調(diào)制比區(qū)間，相對(duì)SVPWM具有波形優(yōu)勢(shì)。

當(dāng)零序分量以飽和的方式進(jìn)行疊加時(shí)，形成不連續(xù)調(diào)制方式。其中DPWMMIN和 DPWMMAX的不調(diào)制區(qū)域是一個(gè)完整的120°區(qū)間[15]。DPWM0、DPWM1、DPWM2的不調(diào)制區(qū)間為相位不同的2個(gè)60°不調(diào)制區(qū)間[16-17]。DPWM3的不調(diào)制區(qū)間為4個(gè)30°不調(diào)制區(qū)間[17]。實(shí)際應(yīng)用中，控制算法依據(jù)負(fù)載特性和應(yīng)用場(chǎng)合，使得正弦交流電流較大的時(shí)間段處于不調(diào)制區(qū)間，可以降低開關(guān)損壞，提升逆變器效率。

不同調(diào)制方法的諧波畸變率如圖４所示[19]?？紤]到不連續(xù)PWM調(diào)制方法（DPWM）在1/3周期內(nèi)部發(fā)生調(diào)制，為了建立不同調(diào)制方法的統(tǒng)一對(duì)比標(biāo)準(zhǔn)，在DPWM的開關(guān)頻率為CPWM的1.5倍下進(jìn)行比較。上述比較規(guī)則下，每種PWM的開關(guān)次數(shù)相同，即在相同的開關(guān)動(dòng)作下，對(duì)諧波畸變率（HDF）進(jìn)行比較、可以看出，在調(diào)制較小的應(yīng)用場(chǎng)合，連續(xù)PWM的諧波畸變率更低，其中SVPWM和THIPWM1/4調(diào)制方式具有良好的中低調(diào)制比下的諧波表現(xiàn)。在調(diào)制比較大的應(yīng)用場(chǎng)合，DPWM方法的諧波畸變明顯由于CPWM調(diào)制方式，其中DPWM3具有中高調(diào)制比下的最低的諧波畸變率。弱磁控制發(fā)生在調(diào)制比接近1的場(chǎng)合，上述結(jié)果表明弱磁控制中，DPWM具有更好的諧波畸變率。另一方面，實(shí)際應(yīng)用中，IGBT的開關(guān)頻率收到器件特性限制，并非一定可以提升到CPWM的1.5倍頻，所以需要在實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)合下，對(duì)各種電壓調(diào)制方式進(jìn)行綜合選擇。

5 總結(jié)

氫氣循環(huán)泵是燃料電池系統(tǒng)的重要組件，控制框架為外環(huán)轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，內(nèi)環(huán)為電流閉環(huán)控制，并在電流閉環(huán)控制中加入電流軌跡修正，以對(duì)循環(huán)泵進(jìn)行弱磁升速。電流閉環(huán)的輸出為d軸和q軸電壓矢量給定，電壓調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)d軸和q軸電壓給定，從而實(shí)現(xiàn)氫氣循環(huán)泵控制。常用的電壓調(diào)制方式為SVPWM，對(duì)效率要求較高的應(yīng)用場(chǎng)合可以選擇不同類型的DPWM調(diào)制方式。

本文受國(guó)家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃資助（2020YFB1506302）。

參考文獻(xiàn)：

[1]劉俊峰，李清，秦燕，李建軍.質(zhì)子交換膜燃料電池氫氣循環(huán)系統(tǒng)的發(fā)展現(xiàn)狀[J].能源技術(shù)與管理，2022，47（05）：45-48.

[2]Jahns TM. Flux-Weakening Regime Operation of an Interior Permanent-Magnet Synchronous Motor Drive. IEEE Transactions on Industry Applications，1987， IA-23：681-689.

[3]Morimoto S， Takeda Y， Hirasa T， Taniguchi K. Expansion of operating limits for permanent magnet motor by current vector control considering inverter capacity. IEEE Transactions on Industry Applications， 1990， 26（5）：866-871.

[4]Macminn SR， Jahns TM. Control techniques for improved high-speed performance of interior PM synchronous motor drives. IEEE Transactions on Industry Applications， 1991， 27（5）：997-1004.

[5]顧欣. 電動(dòng)汽車用永磁同步電機(jī)高速區(qū)弱磁優(yōu)化控制研究[D]. 山東大學(xué)， 2016.

[6]Morimoto S， Takeda Y， Hirasa T. Flux-weakening control method for surface permanent magnet synchronous motors. in Proc. Int. Power Electron. Conf， 1990： 942-949.

[7]Morimoto S， Sanada M， Takeda Y. Effects and Compensation of Magnetic Saturation in Flux-Weakening Controlled Permanent Magnet Synchronous Motor Drives. IEEE Transactions on Industry Applications， 1994， 30（6）：1632-1637.

[8]Dhaouadi R， Mohan N. Analysis of current-regulated voltage-source inverters for permanent magnet synchronous motor drives in normal and extended speed ranges. IEEE Transactions on Energy Conversion， 1990， 5（1）：137-144.

[9]M. Tursini， A. Scafati， A. Guerriero， and R. Petrella. Extended torque–speed region sensorless control of interior permanent magnet synchronous motors. in Proc. ACEMP ELECTROMOTION Joint Meeting， 2007：647-652.

[10]朱磊，溫旭輝. 車用永磁同步電機(jī)弱磁控制技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀與趨勢(shì). 中國(guó)第五屆智能交通年會(huì)， 2009，44（1）：39-44．

[11]Kim J，Sul S. Speed control of interior permanent magnet synchronous motor drive for the flux weakening operation. IEEE Transactions on Industry Applications， 1997， 33（1）：43-48.

[12]Holmes DG，Lipo TA. Pulse width modulation for power converters： principles and practice / D. Grahame Holmes， Thomas A. Lipo. Piscataway， NJ;Hoboken， NJ;： IEEE Press; 2003.

[13]Hala?sz S，Bowes SR，Midoun A. Suboptimal switching strategies for microprocessor-controlled PWM inverter drives. IEE Proceedings B Electric Power Applications，1985，132（6）：344.

[14]Taniguchi K，Ogino Y，Irie H. PWM technique for power MOSFET inverter. IEEE Transactions on Power Electronics， 1988， 3（3）：328-334.

[15]Taniguchi K，Ogino Y，Irie H. PWM technique for power MOSFET inverter. IEEE Transactions on Power Electronics， 1988， 3（3）：328-334.

[16]Depenbrock M. Pulse width control of a 3-phase inverter with nonsinusoidal phase voltages. Semicond Power Converter Conf， 1977： 399-403.

[17]Ogasawara S，Akagi H，Nabae A. A novel PWM scheme of voltage source inverters based on space vector theory. Archiv für Elektrotechnik， 1990，74（1）：33-41.

[18]Kolar K，Ertl H，Zach FC. Minimization of the harmonic rms content of the mains current of a PWM converter system based on the solution of an extreme value problem. Proc. ICHPC Conf，1990：234-243.

[19]Nguyen TD，Hobraiche J， Patin N， Friedrich G， Vilain J. A Direct Digital Technique Implementation of General Discontinuous Pulse Width Modulation Strategy. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58（9）：4445-4454.