于 狀,巨金川,張 威,周云霄,李 瑩,何昌杰,姚宏濤

(國防科技大學(xué)前沿交叉學(xué)科學(xué)院,長沙410073)

K波段是頻率范圍為18～26 GHz的電磁波,對應(yīng)的波長范圍為11.54～16.67 mm,具有增益高、相對頻帶寬等特點[1],應(yīng)用十分廣泛。然而,現(xiàn)階段關(guān)于K波段的高功率微波源鮮有公開報道,因此開展K波段高功率微波源的研究具有重要意義。

渡越時間振蕩器(transit-time oscillator, TTO)具有結(jié)構(gòu)簡單、工作穩(wěn)定及模式單一等特點,已成為一種重要的高功率微波產(chǎn)生器件[2]。然而關(guān)于高功率輸出TTO的相關(guān)研究大多集中在C、X等波段[3-5],在Ku及以上高頻段的器件輸出功率相對較低,主要原因是高頻段器件尺寸較小,器件的功率容量有限。在前期的Ku波段TTO仿真中,采用同軸結(jié)構(gòu)的單級三間隙調(diào)制腔與三間隙集中式能量提取腔,實現(xiàn)了1 GW的微波輸出功率,電子束調(diào)制深度為123.5%,束波功率轉(zhuǎn)換效率為30%,器件過模比為4.1[6];在Ka波段TTO仿真中,采用同軸結(jié)構(gòu)的單級四間隙調(diào)制腔與三間隙集中式能量提取腔,實現(xiàn)了1.27 GW的微波輸出功率,電子束調(diào)制深度為121%,束波功率轉(zhuǎn)換效率達38.5%,器件過模比約為8.9[7]。采用大過模比、同軸結(jié)構(gòu)多間隙調(diào)制腔與多間隙提取腔是增大高頻段器件功率容量的一種常用方式。而所述Ku與Ka波段的高頻段器件結(jié)構(gòu)存在電子束電流進一步增大,對電子束的調(diào)制能力不足的問題,不能進一步滿足提高輸出功率的需求。

如何提高電子束調(diào)制深度、增大器件功率容量成為高頻段器件實現(xiàn)更高輸出功率研究的重點。本文采用大過模比同軸結(jié)構(gòu),設(shè)計了一種兩級多間隙調(diào)制腔與多間隙分布式能量提取結(jié)構(gòu)的K波段高功率渡越時間振蕩器。在電子束中心半徑為45.5 mm(過模比約為5.7)的條件下,對器件進行了模擬仿真,結(jié)果表明,該器件能夠輸出的微波功率為2.2 GW,束波功率轉(zhuǎn)換效率達44%,輸出微波頻率為18.55 GHz,且頻譜純凈。

1 器件高頻結(jié)構(gòu)設(shè)計

圖1為本文設(shè)計的TTO結(jié)構(gòu)示意圖。由圖1可見,TTO主要由二極管、反射器、第一級調(diào)制腔、第二級調(diào)制腔及雙通道分布式提取腔等結(jié)構(gòu)組成。其中,反射器的作用是隔離漂移通道中的橫電磁波(transverse electromagnetic wave, TEM),避免其反向泄漏到二極管區(qū)域,干擾電子束的正常發(fā)射與傳輸[8]。TTO器件工作過程如下：二極管產(chǎn)生的電子束經(jīng)過兩級調(diào)制腔的速度調(diào)制后,在漂移段中進行密度調(diào)制,在此過程中基波電流不斷增大,最終電子束到達提取腔位置,此時基波電流達到最大值,隨后電子束中的交流功率轉(zhuǎn)換成微波功率通過兩個同軸波導(dǎo)輸出。

圖1 本文設(shè)計的TTO結(jié)構(gòu)示意圖

1.1 兩級調(diào)制結(jié)構(gòu)

調(diào)制腔的作用是對電子束進行初步調(diào)制,是TTO實現(xiàn)高基波電流調(diào)制深度的關(guān)鍵結(jié)構(gòu)。調(diào)制腔的間隙數(shù)目、耦合系數(shù)及級數(shù)等參數(shù)都對電子束調(diào)制深度有重要影響。這些影響都可通過腔中電場模式分布與外觀品質(zhì)因數(shù)Qe等參數(shù)進行表征。其中,Qe表示腔體耦合輸出微波功率的能力。研究表明,調(diào)制腔間隙數(shù)目越多,基波電流調(diào)制深度越高,最終實現(xiàn)的功率轉(zhuǎn)換效率也越大;然而腔體間隙數(shù)目過多,又會導(dǎo)致腔中模式隔離度減小,容易引入非工作模式而影響器件的正常工作,因此腔體數(shù)目一般采用三間隙。但三間隙調(diào)制腔對電子束的調(diào)制能力不足,為實現(xiàn)K波段2 GW的微波輸出功率,需增加第二級調(diào)制腔。由于電子束到達第二級調(diào)制腔時已攜帶了較強的諧波信號,在第二級調(diào)制腔中會激勵起頻率相近的本征場,為減少被激勵的非工作模式數(shù)目[9]并增大腔體的功率容量,第二級調(diào)制腔采用單間隙梯形結(jié)構(gòu)[10]。最終確定的兩級調(diào)制腔由三間隙矩形腔與單間隙梯形腔級聯(lián)的方式構(gòu)成,圖2為兩級調(diào)制腔級聯(lián)結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2 兩級調(diào)制腔級聯(lián)結(jié)構(gòu)示意圖

采用電子負載電導(dǎo)理論[11]計算得到第一級三間隙調(diào)制腔中不同縱模對應(yīng)的歸一化電子電導(dǎo)G/G0隨傳播常數(shù)β的變化關(guān)系如圖3所示。由圖3可見,傳播常數(shù)β為0.39～0.53時,只有TM012模式可被激勵起來,因此選擇TM012模作為腔體工作模式。

圖3 第一級調(diào)制腔中不同縱模對應(yīng)的歸一化電子電導(dǎo)隨傳播常數(shù)的變化關(guān)系

此外,傳播常數(shù)β與二極管的工作電壓V的關(guān)系可表示為

(1)

其中：f為腔體工作頻率(本文調(diào)制腔工作頻率為18.6 GHz);c為光速。當(dāng)β為0.45時,TM012模式的歸一化電子電導(dǎo)絕對值最大,此時對應(yīng)的二極管電壓為500 kV,因此選500 kV作為器件的工作電壓。

與速調(diào)管放大器不同,TTO中腔體之間有耦合,加載第二級調(diào)制腔后必然會影響到第一級調(diào)制腔對電子束的調(diào)制,所以兩級腔體的Qe值選擇必須適當(dāng)。第一級調(diào)制腔基波電流I隨Qe的變化關(guān)系如圖4所示。由圖4可見,當(dāng)Qe<588時,隨Qe值的增大,基波電流調(diào)制能力不斷增強,即圖中的區(qū)域I;當(dāng)Qe值繼續(xù)增大時,腔體泄漏能量減小,對腔中電場的影響變小,電流調(diào)制能力達到飽和,基波電流穩(wěn)定在11.3 kA附近,即圖中區(qū)域II。設(shè)基波電流最大處與第一級調(diào)制腔的第三間隙最右端之間的距離為D(即電子束漂移距離),由于要級聯(lián)第二級調(diào)制腔,為了不影響后續(xù)腔體的加載,D值不能太小。

圖4 第一級調(diào)制腔基波電流隨Qe值的變化關(guān)系

第一級調(diào)制腔基波電流I、距離D及腔體諧振頻率f隨Qe值的變化關(guān)系如圖5所示。由圖5可見,隨Qe值的增大,距離D逐漸減小,這是因為Qe值增大,腔體調(diào)制能力增強,在實現(xiàn)相同基波電流調(diào)制深度時,電子束漂移距離變短。而諧振頻率f主要與腔體徑向尺寸有關(guān),隨Qe值的變化不明顯。

綜合圖4與圖5的結(jié)果,第一級調(diào)制腔應(yīng)選擇基波電流調(diào)制深度比較高、電子束漂移距離較長的結(jié)構(gòu),即應(yīng)選用高Qe值腔體,經(jīng)過仿真優(yōu)化后選擇腔體的Qe為3 125。

圖5 第一級調(diào)制腔基波電流I、距離D及腔體諧振頻率f隨Qe的變化關(guān)系

經(jīng)高度調(diào)制的電子束到達第二級調(diào)制腔時已攜帶了大量的交流分量,因此在第二級調(diào)制腔處小信號理論已不再適用。第二級調(diào)制腔只起到電流放大作用,電流的頻率由第一級調(diào)制腔牽引。在第一級調(diào)制腔Qe為3 125的條件下,對第二級調(diào)制腔進行測試。圖6為基波電流與腔中微波場飽和時間隨第二級調(diào)制腔Qe的變化關(guān)系。由圖6可見,隨Qe的增大,基波電流急劇減小,這是因為Qe太大時腔體對電子束調(diào)制能力較強,而經(jīng)過第一級調(diào)制的電子束已攜帶大量能量,再經(jīng)第二級調(diào)制腔深度調(diào)制后出現(xiàn)了過調(diào)制現(xiàn)象,電子束去群聚使基波電流反而減小;同時,由于Qe太大,導(dǎo)致腔體中電場填充時間太長,造成腔體中電場飽和時間明顯增加。圖7為電子束離開第二級調(diào)制腔后獲得最佳群聚時,電子束漂移距離D隨Qe值的變化關(guān)系。由圖7可見,隨Qe的增加,最佳漂移距離D逐漸減小,尤其是當(dāng)Qe>2 000時,D接近2 mm,這已影響了后續(xù)提取腔的加載。綜合圖6與圖7的結(jié)果,確定第二級調(diào)制腔應(yīng)采用較小的Qe值,經(jīng)過仿真優(yōu)化后選擇采用腔體的Qe為296。

圖6 第二級調(diào)制腔基波電流I與電場飽和時間t隨Qe值的變化關(guān)系

圖7 電子束離開第二級調(diào)制腔后獲得最佳群聚時,電子束漂移距離D隨Qe值的變化關(guān)系

在二極管電壓為500 kV,電流為10 kA,外加導(dǎo)引磁場磁感應(yīng)強度為0.78 T的條件下,對上述選用的兩級調(diào)制腔進行測試,有無第二級調(diào)制腔時,基波電流隨軸向位置的變化關(guān)系如圖8所示。由圖8可見,與無第二級調(diào)制腔相比,級聯(lián)第二級調(diào)制腔后,基波電流由原來的11.4 kA增加到13.1 kA,調(diào)制深度提高了17%,總調(diào)制深度達到131%,為器件高效率輸出奠定了基礎(chǔ)。

圖8 有無第二級調(diào)制腔時基波電流隨軸向位置的變化關(guān)系

1.2 雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)

從電子束中提取交流功率轉(zhuǎn)化成微波功率的能力及腔體表面最大電場強度是提取腔的兩個關(guān)鍵參數(shù)[12]。集中式與分布式能量提取結(jié)構(gòu)如圖9所示。圖9(a)為TTO中常見的集中式能量提取結(jié)構(gòu),即所有能量在提取腔最后一個間隙通過耦合口輸出。隨著器件工作頻率的提高與輸出功率的增大,對提取腔的功率容量要求也越高,研究表明,通過增加提取腔間隙數(shù)可降低腔體表面最大電場強度[13],但產(chǎn)生非工作模式的可能性也越大,所以必須改變提取腔結(jié)構(gòu)來增大功率容量。研究表明,三間隙提取腔中最大電場強度常出現(xiàn)在第二間隙下端,因此考慮在提取腔第三間隙輸出的基礎(chǔ)上,在第二間隙開口,構(gòu)成如圖9(b)所示的雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)[14],可進一步通過通道合成的方式實現(xiàn)兩個通道輸出功率的疊加[15]。

當(dāng)兩種結(jié)構(gòu)左端均注入1 W的功率時,由圖9可見,集中式與分布式能量提取結(jié)構(gòu)最大電場強度分別為0.31,0.17 kV·cm-1,與集中式能量提取結(jié)構(gòu)相比,分布式能量提取結(jié)構(gòu)最大電場強度降低了45.16%,功率容量約為前者的3.3倍,有利于在K波段高功率輸出。

(a)Centralized energy extraction structure

(b)Distributed energy extraction structure

對圖9所示的兩種能量提取結(jié)構(gòu)進行粒子模擬,得到的兩種能量提取結(jié)構(gòu)最大軸向電場強度分布如圖10所示。由圖10可見：當(dāng)輸出功率Pout為1.2 GW時,集中式能量提取結(jié)構(gòu)最大軸向電場強度為1.51 MV·cm-1;當(dāng)輸出功率Pout為2.0 GW時,分布式能量提取結(jié)構(gòu)最大軸向電場強度為1.45 MV·cm-1。由此可得,采用分布式能量提取結(jié)構(gòu)可在實現(xiàn)更高輸出功率的同時,具有更低的電場強度,說明采用該結(jié)構(gòu)的器件具有更大的功率容量。

(a)Centralized energy extraction structure when Pout=1.2 GW

(b)Distributed energy extraction structure when Pout=2.0 GW

通道保持第1.1節(jié)所述調(diào)制腔結(jié)構(gòu)不變,器件雙通道總輸出功率Pout及分布式能量提取腔間隙電壓Vg隨Qe的變化關(guān)系如圖11所示。由圖11可見：當(dāng)Qe>40時,隨著Qe的增加,腔體儲能能力增強,微波耦合輸出減少,導(dǎo)致輸出功率減小;當(dāng)Qe=40時,腔體總輸出功率達到最大值2.2 GW;當(dāng)Qe<40時,隨著Qe的減小,腔體能量損耗增加,三個間隙電壓急劇減小,與電子束之間的互作用程度減弱,導(dǎo)致輸出功率降低,尤其是當(dāng)Qe=33時,三個間隙電壓中,最大的第二間隙電壓小于275 kV,束波互作用程度較低,使輸出功率較低。綜合以上分析,選定分布式能量提取腔體Qe值為40。

圖11 雙通道總輸出功率Pout,間隙電壓Vg隨Qe值的變化關(guān)系

2 粒子模擬

在二極管電壓為500 kV,電流為10 kA,外加導(dǎo)引磁場磁感應(yīng)強度為0.74 T的條件下,對圖1所示TTO整管結(jié)構(gòu)進行粒子模擬。其中,雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)第一與第二同軸輸出波導(dǎo)的平均輸出功率P隨時間t的變化關(guān)系如圖12所示。

圖12 雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)的平均輸出功率隨時間的變化關(guān)系

由圖12可見,第一與第二同軸輸出波導(dǎo)輸出的微波功率分別為0.69,1.51 GW,總輸出功率為2.2 GW,相應(yīng)的束波功率轉(zhuǎn)換效率達44%。然而考慮到兩個輸出端口中的微波相位差,總輸出功率不能簡單地代數(shù)相加,后續(xù)工作會采用文獻[15]中的方式設(shè)計合路器與相位調(diào)節(jié)波導(dǎo),通過相位調(diào)節(jié)波導(dǎo)對雙通道輸出微波的相位進行調(diào)整,確保在合路器入口處,雙端口輸出微波相位一致,從而實現(xiàn)兩路微波的高效率合成。

雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)輸出微波頻率如圖13所示。由圖13可見,雙通道輸出頻率均為18.55 GHz,倍頻分量極小,無雜頻,頻譜純凈。雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)中電子束功率隨軸向位置變化關(guān)系如圖14所示。由圖14可見,電子束在提取腔第一與第二間隙損失的功率分別為1.10,1.01 GW,二者之和占總輸出功率的95.9%,這是因為前兩個間隙電壓遠遠大于第三間隙電壓,電子束經(jīng)過前兩個間隙時已經(jīng)失去了絕大部分能量。

圖13 雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)輸出微波頻率

圖14 雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)電子束功率隨軸向位置變化關(guān)系

磁場磁感應(yīng)強度為0.3～0.82 T時,TTO器件輸出微波的功率Pout和頻率fout隨磁場磁感應(yīng)強度B的變化關(guān)系如圖15所示。由圖15可見：當(dāng)磁場較小時,由于對電子束約束能力不足,導(dǎo)致電子束徑向發(fā)散較大,束波互作用降低使輸出功率較低;隨著磁感應(yīng)強度的增加,電子束徑向發(fā)散減小,軸向傳輸穩(wěn)定使束波互作用增強,輸出功率提高;當(dāng)B為0.46 T時,器件輸出功率為1.984 GW,功率轉(zhuǎn)換效率達到39.7%,當(dāng)B為0.46～0.82 T時,器件輸出功率均大于1.94 GW,相應(yīng)的功率轉(zhuǎn)換效率大于38.8%,表明器件在較低的磁感應(yīng)強度下可正常工作,具有永磁封裝的潛力;輸出微波頻率則隨磁感應(yīng)強度變化不明顯。

圖15 TTO器件輸出微波的功率Pout和頻率fout隨磁場磁感應(yīng)強度B的變化關(guān)系

3 結(jié)論

本文采用粒子模擬方法對K波段同軸渡越時間振蕩器進行了研究,通過兩級調(diào)制結(jié)構(gòu)提高了電子束調(diào)制深度,通過雙通道分布式能量提取結(jié)構(gòu)增大了提取腔的功率容量。經(jīng)粒子模擬軟件對器件的優(yōu)化,在二極管電壓為500 kV,電流為10 kA,外加導(dǎo)引磁場磁感應(yīng)強度為0.74 T的條件下,輸出微波功率為2.2 GW,輸出微波頻率為18.55 GHz且頻譜純凈,束波功率轉(zhuǎn)換效率達44%。在磁感應(yīng)強度為0.46 T的條件下,器件可實現(xiàn)輸出功率大于1.98 GW,功率轉(zhuǎn)換效率大于39.6%,具有低磁場條件下運行的潛力。后續(xù)計劃開展相應(yīng)的實驗研究。