康榮雷，安 毅，班亞龍，楊少帥

(中國西南電子技術研究所，成都 610036)

0 引 言

有“數(shù)字化戰(zhàn)場中樞系統(tǒng)”之稱的數(shù)據(jù)鏈，是鏈接指揮控制中心、各級指揮所、各參戰(zhàn)部隊和武器平臺的數(shù)據(jù)通道，構成空-天-地-海一體化的數(shù)字信息系統(tǒng)，實現(xiàn)戰(zhàn)場態(tài)勢共享、作戰(zhàn)指令傳遞、戰(zhàn)術信息協(xié)同等功能。美軍Link4A、Link11、Link22等戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈都將超短波電臺作為戰(zhàn)術信息系統(tǒng)中極其重要的組成部分[1-3]。尤其對航空平臺而言，戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈是實現(xiàn)地空組網(wǎng)、機間互聯(lián)、協(xié)同作戰(zhàn)的重要數(shù)據(jù)鏈路。

隨著電磁頻譜戰(zhàn)理論的成熟與實踐部署，電磁干擾裝備日新月異，衍生的復雜電磁環(huán)境對戰(zhàn)場信息系統(tǒng)工作效能影響與日俱增，如何提升戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈的抗干擾能力是當前航空電子信息系統(tǒng)技術發(fā)展的重中之重。目前，戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈為對抗電磁干擾所采用的技術手段集中在[4-6]：功率域采用自適應功率控制技術；頻率域采用跳頻技術；時間域采用跳時或猝發(fā)通信技術；信息域采用高效高增益編碼。但是，隨著電磁干擾設備輻射功率的日益提升，以及跟隨式跳頻干擾技術的成熟應用，上述傳統(tǒng)抗干擾手段在電磁頻譜戰(zhàn)環(huán)境下的效能將受到極大的制約。

基于陣列天線的空域濾波算法具有較為突出的抗干擾能力，并且在衛(wèi)星通信與導航領域取得了極其可觀的效能[7-10]。但超短波頻段的戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈迄今仍未采用空域抗干擾技術。由于該頻段數(shù)據(jù)鏈采用的VHF(108～174 MHz) 與UHF(225～400 MHz) 頻段電波信號，基本屬于米波范圍(0.75～2.78 m)，傳統(tǒng)的半波長間距陣列天線難以部署在機載平臺上，而小間距天線耦合特性極強且陣列響應隨環(huán)境敏感變化，致使利用傳統(tǒng)暗室校準參數(shù)的空域濾波抗干擾算法失效。

本文采用引導信號輔助小間距(d<0.1λ)天線陣列導向實時計算的方法，融合空域濾波算法中的功率反演(Power Inverse，PI)準則與最小均方誤差(Minimum Mean Squared Error，MMSE)準則，結合時域抽頭實現(xiàn)空時自適應處理(Space-Time Adaptive Processing，STAP)，能夠實時進行通信信號的陣列響應校準，實現(xiàn)對多方向干擾信號進行調零抑制的同時保持對通信信號的增益控制，確保在較高干信比環(huán)境下的通信能力。

1 抗干擾系統(tǒng)總體設計

本文設計的增配式空時聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)，在原有通信電臺與天線之間增加抗干擾處理模塊并替換成陣列天線，實現(xiàn)對通信信號的抗干擾處理。

增加空時聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)后的超短波戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈構成的戰(zhàn)術信息系統(tǒng)示意圖如圖1所示。

圖1 超短波戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈戰(zhàn)術信息系統(tǒng)示意圖

空時聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)由空時聯(lián)合抗干擾處理模塊與VHF/UHF天線陣兩部分組成，其詳細的組成與功能框圖如圖2所示。

圖2 空時聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)組成與功能框圖

2 抗干擾處理算法設計

戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈空時聯(lián)合抗干擾系統(tǒng)由通信發(fā)送端和接收端設備組成，由于通信系統(tǒng)的對稱性，兩端的設備構成也是一致的。

本文選擇PI與MMSE準則相結合的空時聯(lián)合自適應處理技術進行融合濾波計算，實現(xiàn)引導信號的抗干擾接收，并使用引導信號作為接收參考信號，實現(xiàn)對通信信號的抗干擾接收。

發(fā)射端監(jiān)測數(shù)據(jù)鏈電臺通信信號的發(fā)射狀態(tài)和信號功率，產(chǎn)生引導信號并與通信信號的發(fā)送時隙對齊，實時動態(tài)調整引導信號的發(fā)射狀態(tài)和功率，完成對戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈原始傳輸信號的寄生，同時將通信信號和引導信號傳輸?shù)街饔锰炀€陣元實現(xiàn)合成信號的發(fā)射。

接收端完成對戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈接收信號和引導信號的陣列同步采樣，在PI準則空時自適應抗干擾處理后，對引導信號實現(xiàn)捕獲、解調和重構，以此實現(xiàn)對非標準構型陣列天線導向矢量的實時計算，再利用MMSE準則空時自適應處理實現(xiàn)對原始通信信號的抗干擾接收，由數(shù)字中頻上變頻到射頻信號后并發(fā)送到戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈電臺。

發(fā)射端與接收端對抗干擾處理的算法流程如圖3和圖4所示。

圖3 抗干擾處理設備發(fā)端流程圖

圖4 抗干擾處理設備收端流程圖

2.1 引導信號設計

引導信號是一種隱藏在通信信號之下的寄生性信號，通過擴頻碼序列實現(xiàn)解擴增益達到信號可解調條件。

2.1.1 對通信信號靈敏度影響分析

假設通信信號到達通信目標天線時的信號功率為Psig，而引導信號Pcor由于與通信信號帶寬重合，通信信道的衰減一致，因此，到達通信目標天線時的信號功率為

(1)

數(shù)據(jù)鏈電臺在進行信號播發(fā)時，通信信號比引導信號強NdB。

假設通信信號的接收靈敏度解調門限為DdB，則通信信號功率與噪聲功率的關系為

(2)

在加入引導信號后，信號在靈敏度附近的信噪比關系變化為

(3)

對通信靈敏度的影響為

(4)

假設解調門限為信噪比3～5 dB，引導信號比通信信號衰減10～30 dB，計算結果如表1所示。

表1 引導信號對通信靈敏度影響

綜上，當引導信號的功率比通信信號低20 dB左右時，解調門限的靈敏度損失小于0.18 dB，影響較小。

2.1.2 對通信信號通信距離影響分析

戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈無線電波的傳播存在傳播路徑損耗，即電波的電磁能量隨傳播距離的增加而迅速損耗衰減。若電波到達接收天線時其信號強度已低于接收電臺的靈敏度，則不能建立通信。因此，對于一套各項參數(shù)均已確定了的戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈通信系統(tǒng)，限制其通信距離的重要因素是傳播路徑損耗。甚高頻無線電波的傳播路徑損耗可按式(5)計算[11]：

PL=20lgf-20lg(HT·HR)+40lg(D)+88.11。

(5)

將式(5)改寫為式(6)，即可得到戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈的通信距離：

D=10(PL+20lg(HT·HR)-20lg f-88.11)/40。

(6)

式中：D為發(fā)射天線到接收天線的距離，單位為km；PL為傳播路徑損耗，單位為dBm；f為天線工作頻率，單位為MHz；HT為發(fā)射天線距離地面的高度，單位為m；HR為接收天線距離地面的高度，單位為m。

相互通信的兩套戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈通信系統(tǒng)之間存在系統(tǒng)所容許的最大的傳播路徑損耗。若兩個系統(tǒng)的距離較近，實際的傳播路徑損耗低于系統(tǒng)容許的傳播路徑損耗，則可以建立通信聯(lián)系。戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈通信系統(tǒng)所容許的傳播路徑損耗取決于發(fā)射電臺的發(fā)射功率、接收電臺的接收靈敏度、發(fā)射天線和接收天線的增益以及信號通過天線饋線時的損耗。系統(tǒng)容許的傳播路徑損耗為

PL=PT+GT+GR-CT-CR-PR-PF。

(7)

式中：PT為信號發(fā)射功率；GT為發(fā)射天線增益；GR為接收天線增益；CT為發(fā)射天線饋線損耗；CR為接收天線饋線損耗；PR為接收靈敏度；PF為衰減余量。

如果在戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈中附加引導信號后，根據(jù)上節(jié)的分析，引導信號會對通信信號接收靈敏度產(chǎn)生影響，影響值為Dert，因此在VU頻段數(shù)據(jù)鏈中附加引導信號后的通信距離為D1，則

D1=10(PL+20lg(HT·HR)-20lg f-88.11-Dert)/40。

(8)

因此，在戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈中附加引導信號前后，通信距離變化量ΔD為

ΔD=D-D1=D[1-10(-Dert/40)]。

(9)

引導信號對通信距離的影響如表2所示。

表2 引導信號對通信距離的影響

因此，當引導信號比通信信號低20 dB的情況下，對通信距離的影響約為1%，影響較小。

2.1.3 信號波形設計

引導信號采用二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)調制，由“通信數(shù)據(jù)+擴頻碼”直接調制在載波上構成，其信號表達式為

SCN1I=ACN1ICCN1I(t)DCN1I(t)cos(2πfCN1t+φCN1I)。

(10)

式中：SCN1I表示調制的CN1頻段的I路信號；ACN1I表示CN1I信號振幅；CCN1I表示CN1I信號的擴頻碼；DCN1I表示CN1I信號的數(shù)據(jù)碼；fCN1表示CN1I信號的載波頻率；φCN1I表示CN1I信號的初相。

引導信號的信號振幅由功率設定，數(shù)據(jù)碼均為1；載波頻率由通信信號的頻率設定，初相設置為0。

引導信號的擴頻碼序列由2 046個碼片組成(互相關特性較好的偽隨機序列，可參考“北斗”衛(wèi)星導航系統(tǒng)的PN碼序列結構)，以2.046 Mb/s速率進行調制，即碼序列重復頻率為1 kHz，根據(jù)擴頻系統(tǒng)增益計算公式計算其擴頻增益的大小為

(11)

在引導信號比通信信號低20 dB的情況下，通過擴頻可獲得約33 dB的增益，可滿足引導信號在接收方的解調條件。

2.2 空時聯(lián)合算法

傳統(tǒng)陣列抗干擾一般選擇單獨空域抗干擾算法，通過對不同陣元的接收數(shù)據(jù)進行處理，得到相應的加權值從而實現(xiàn)對干擾信號的抑制，但空域抗干擾算法受到自由度的限制所能對抗的干擾數(shù)量有限，如果要增加抗干擾數(shù)量就需要增加陣元個數(shù)，所以空域算法的應用受到較大的限制。

空時二維抗干擾算法是在不增加陣元個數(shù)的情況下實現(xiàn)了抗更多干擾的目的，算法框圖如圖5所示?？諘r二維抗干擾算法的自由度為(M-1)×L，其中，M為陣元數(shù)，L為STAP的時域抽頭數(shù)。當L=1時，STAP退化為純空域處理，L>1時表示空時處理。STAP處理后可對抗(M-1)×L單音干擾，自由度大大增加，當然空時二維抗干擾算法的計算量也大于純空域抗干擾算法。

圖5 空時聯(lián)合抗干擾算法框圖

從每個陣元通道來看，各級時域抽頭構成了FIR濾波器，可以在時域上去除干擾；從相同的時間節(jié)點看，不同的陣元構成了空域的自適應濾波，可以分辨空間干擾源，形成空域零陷抑制空域干擾。因此，空時處理具有在空時二維域剔除干擾的能力。

每個陣元通道接收到的信號xm(n)經(jīng)過下變頻處理后進行加權相乘，以實現(xiàn)數(shù)字波束合成。M個陣元加權后的輸出表達式為

(12)

上式中，空時聯(lián)合處理根據(jù)PI準則和MMSE準則分別計算對應的權值wPI與wMMSE。

由于通信信號在接收端的信號功率大于噪聲功率，而引導信號經(jīng)解擴頻獲得增益后可獲得比通信信號高10 dB的接收功率。

2.2.1 PI準則

PI準則的優(yōu)化目標是使天線陣輸出的總功率最小，即在功率強的方向形成零陷波束。同時，為了避免權值收斂為全零解，取約束向量為b=[1 0 … 0]T，用數(shù)學表達式描述為

(13a)

s.t.wHb=1。

(13b)

式中：Rxx=E[x(t)xH(t)]為采樣數(shù)據(jù)的協(xié)方差矩陣；約束向量b的特性為約束w1始終為1。選擇[w2w3…wM]T使陣列輸出功率最小，建立拉格朗日乘子的性能函數(shù)為

Lag=wHRxxw+λ(1-wHb)。

(14)

(15)

(16)

從上式可以看出，PI算法不需要任何先驗信息，只需要知道輸入信號的自相關矩陣Rxx即可以抑制功率較強的干擾信號，適用于強干擾條件下對引導信號的抗干擾接收處理。

2.2.2 MMSE準則

通過PI準則處理后的抗干擾信號中，對引導信號的擴頻碼序列進行快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)運算，當峰值出現(xiàn)即表明接收信號中存在引導信號，并解算得到擴頻碼序列的接收位置，本地復現(xiàn)引導信號，并將該信號作為MMSE準則的參考信號。此時使用MMSE準則重新對陣列接收信號進行加權運算，實現(xiàn)恢復通信信號抑制干擾信號的目的。

根據(jù)MMSE準則，權系數(shù)的計算公式為

(17)

式中：wMMSE為MMSE準則的最優(yōu)權值系數(shù)；Rxx為采樣數(shù)據(jù)的協(xié)方差矩陣；rxd為約束向量，其計算公式為

rxd=E[x(t)d*(t)]。

(18)

式中：x(t)為采樣數(shù)據(jù)序列；d(t)為引導信號復原的參考信號序列。

3 抗干擾處理性能仿真

3.1 均勻圓陣仿真

取陣列天線的陣元數(shù)M=4的均勻圓陣，時域抽頭數(shù)L=7；非擴頻通信信號中心頻率f=400 MHz，信號采樣頻率fc=62 MHz，設定為窄帶信號，調制方式為二進制相移鍵控，符號速率為1 kb/s，信號帶寬為1 kHz；噪聲為加性高斯白噪聲，信噪比為25 dB；另外，隱蔽引導信號為與通信信號同頻的擴頻信號，且引導信號比通信信號低15 dB。一個干擾信號為窄帶干擾，干信比為30 dB，干擾信號入射俯仰角和方位角分別為(36°,10°)，有用信號入射俯仰角和方位角分別為(36°,50°)，采用PI準則的空時聯(lián)合抗干擾技術進行干擾抑制。

從圖6和圖7的仿真結果可以看出，由于干擾信號和通信信號都超過噪底且功率較強，因此采用PI準則處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-43 dB的零陷，在通信信號方向形成了約-20 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的干擾信號；通信信號方向高于噪聲電平的非擴頻有用通信信號也被抑制到5 dB，信號方向隱藏在通信信號內的擴頻序列引導信號被抑制到噪底以下10 dB。

圖6 PI準則的空時聯(lián)合抗干擾方向圖增益

圖7 PI準則的空時聯(lián)合抗干擾方向圖增益剖面圖(俯仰角為36°)

PI準則處理后，獲得干擾抑制后的信號，該信號通過擴頻信號解擴處理后即可恢復隱藏在噪底以下的擴頻引導信號。此時采用重構的引導信號作為MMSE準則中的參考信號，使用MMSE準則重新對陣列接收信號進行加權運算，即可完成MMSE準則的空時聯(lián)合抗干擾。

從圖8和圖9的仿真結果可以看出，經(jīng)過MMSE準則的空時聯(lián)合抗干擾處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-30 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的信號；同時在通信信號方向形成了約2 dB的增益，增強了通信信號方向的信號。

圖8 MMSE準則的空時聯(lián)合抗干擾方向圖增益

3.2 非均勻線陣仿真

取陣列天線的陣元數(shù)M=4的非均勻線陣(非0.5倍波長的陣元間距)，時域抽頭數(shù)L=7；非擴頻信號中心頻率f=400 MHz，信號采樣頻率fc=62 MHz，設定為窄帶信號，調制方式為BPSK，符號速率為1 kb/s，信號帶寬為1 kHz；噪聲為加性高斯白噪聲，信噪比為25 dB；另外，隱蔽引導信號為與通信信號同頻的擴頻信號，且引導信號比通信信號低15 dB。一個干擾信號為窄帶干擾，干信比為30 dB，干擾信號入射方位角為60°，有用信號入射方位角為10°，采用PI準則的空時聯(lián)合抗干擾技術進行干擾抑制。

從圖10和圖11的仿真結果可以看出，非均勻線陣與均勻圓陣類似，經(jīng)過PI準則處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-33 dB的零陷，在通信信號方向形成了約-20 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的干擾信號；通信信號方向高于噪聲電平的非擴頻有用通信信號也被抑制到5 dB，信號方向隱藏在通信信號內的擴頻序列引導信號被抑制到噪底以下10 dB。

圖10 PI準則的空時聯(lián)合抗干擾方向圖增益圖

圖11 MMSE準則的空時聯(lián)合抗干擾方向圖增益圖

PI準則處理后，獲得干擾抑制后的信號，該信號通過擴頻信號解擴處理后即可恢復隱藏在噪底以下的擴頻引導信號。此時采用重構的引導信號作為MMSE準則中的參考信號，使用MMSE準則重新對陣列接收信號進行加權運算，經(jīng)過MMSE準則的空時聯(lián)合抗干擾處理后，方向圖增益在干擾方向形成了約-30 dB的零陷，大大抑制了干擾方向的信號；同時在通信信號方向形成了約3 dB的增益，增強了通信信號方向的信號。

4 結 論

本文以強干擾條件下增強通信系統(tǒng)抗干擾能力為出發(fā)點，研究了基于非標準構型陣列天線的戰(zhàn)術數(shù)據(jù)鏈空時聯(lián)合抗干擾技術，在常規(guī)導向矢量獲取方法失效時，通過設計引導信號，結合盲自適應抗干擾算法進行干擾信號的抑制和引導信號的重構，實現(xiàn)對干擾方向調零抑制并保持通信信號的正常接收。

該技術可以解決目前低頻段通信信號空域濾波技術在機載平臺上的應用限制，實現(xiàn)非標準構型陣列天線(非0.5倍波長的陣元間距)條件下的空時聯(lián)合抗干擾能力，適合于UHF、VHF、L頻段(100 MHz～2 GHz)的戰(zhàn)術通信系統(tǒng)。