宋春偉， 何金龍， 李剛

(中國(guó)計(jì)量大學(xué)現(xiàn)代科技學(xué)院，浙江 義烏 322000)

0 引 言

采用傳統(tǒng)脈寬調(diào)制策略，同一橋臂上下兩功率開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位互差180°。由于功率開(kāi)關(guān)器件存在開(kāi)通與關(guān)斷延時(shí)，為了避免橋臂出現(xiàn)直通現(xiàn)象，同一橋臂上下開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)需要添加死區(qū)時(shí)間[1-2]。死區(qū)時(shí)間的引入會(huì)導(dǎo)致橋臂實(shí)際輸出電壓波形偏離給定參考基波電壓，進(jìn)而引起橋臂輸出電流波形存在畸變[3-6]。另外，隨著開(kāi)關(guān)管功率等級(jí)的增大，它的開(kāi)通、關(guān)斷時(shí)間越大，則加入死區(qū)時(shí)間也越長(zhǎng)，因此采用加入死區(qū)時(shí)間的PWM算法不利于電力電子變換器容量的進(jìn)一步擴(kuò)大。

為了避免死區(qū)引起的問(wèn)題，很多死區(qū)補(bǔ)償方法相繼被提出。文獻(xiàn)[7-10]中所提出死區(qū)補(bǔ)償方案的缺陷在于高度依賴精確的數(shù)學(xué)模型。文獻(xiàn)[11-14]通過(guò)調(diào)整門(mén)級(jí)驅(qū)動(dòng)信號(hào)達(dá)到補(bǔ)償輸出電壓畸變的目的，但額外的電流檢測(cè)電路增加了硬件的復(fù)雜度。文獻(xiàn)[15-16]中提出的基于電流脈動(dòng)預(yù)測(cè)的補(bǔ)償方案能夠消除死區(qū)引起的共模電壓，但補(bǔ)償算法較復(fù)雜。死區(qū)補(bǔ)償方案無(wú)法從根本上徹底解決死區(qū)引起的問(wèn)題，并且補(bǔ)償效果會(huì)隨著輸出電流變小或開(kāi)關(guān)頻率升高而進(jìn)一步惡化，因此有必要對(duì)死區(qū)消除PWM加以研究。文獻(xiàn)[17-18]提出的死區(qū)消除SPWM方案需通過(guò)開(kāi)關(guān)管反并聯(lián)二極管電壓判斷輸出電流極性，但開(kāi)關(guān)噪聲與電流脈動(dòng)容易造成極性判斷錯(cuò)誤。文獻(xiàn)[19-20]針對(duì)死區(qū)問(wèn)題提出了混合PWM方案，在非輸出電流過(guò)零點(diǎn)附近采用死區(qū)消除SPWM，而在輸出電流過(guò)零點(diǎn)附近仍舊采用死區(qū)補(bǔ)償PWM方案。文獻(xiàn)[21-22]分別將死區(qū)消除SPWM應(yīng)用于共直流母線逆變器并聯(lián)系統(tǒng)與并網(wǎng)逆變器并聯(lián)系統(tǒng)。文獻(xiàn)[23]將死區(qū)消除SVPWM應(yīng)用于六半橋3相電壓源型逆變器，并且將提出的調(diào)制策略與常規(guī)SVPWM對(duì)比后發(fā)現(xiàn)死區(qū)消除SVPWM能夠更好地降低輸出電壓波形的畸變以及諧波含量。文獻(xiàn)[21-23]中提出的這些死區(qū)消除PWM的共同缺陷在于H橋中4個(gè)功率開(kāi)關(guān)管在各工頻周期內(nèi)開(kāi)關(guān)次數(shù)不均衡，這對(duì)系統(tǒng)可靠性帶來(lái)不利影響。

本文基于H橋拓?fù)涮岢隽擞糜诟鏖_(kāi)關(guān)周期內(nèi)的新型開(kāi)關(guān)模式，改變同一橋臂上下開(kāi)關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通的傳統(tǒng)工作方式。利用新型開(kāi)關(guān)模式的特點(diǎn)，提出了3H橋開(kāi)關(guān)次數(shù)均衡死區(qū)消除SVPWM方案，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了所提出PWM方案的特點(diǎn)與有效性。

1 基于H橋開(kāi)關(guān)模式

3H橋電壓源型逆變器驅(qū)動(dòng)開(kāi)繞組感應(yīng)電機(jī)如圖1所示，圖中H橋X(X=A,B,C)結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖1 3H橋電壓源型逆變器驅(qū)動(dòng)開(kāi)繞組感應(yīng)電機(jī)Fig.1 3H bridge voltage source inverter with open-end winding induction motor

圖2 H橋X(X=A,B,C)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology structure of H bridgeX(X=A,B,C)

對(duì)于H橋X(X=A,B,C)輸出PWM電壓ux1x2中存在0，+E與-E三種電平。如表1所示，根據(jù)調(diào)制波umx極性以及實(shí)際輸出電流極性，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)存在4種情況，每種情況下含有2種開(kāi)關(guān)模式。以情況1為例，期望輸出電平為+E或0，輸出電流為正，以下2種開(kāi)關(guān)模式可供選擇。

開(kāi)關(guān)模式1：

開(kāi)關(guān)管SX2、SX3驅(qū)動(dòng)信號(hào)保持低電平，開(kāi)關(guān)管SX4在當(dāng)前開(kāi)關(guān)周期內(nèi)始終導(dǎo)通。當(dāng)開(kāi)關(guān)管SX1開(kāi)通，則ux1x2輸出電平為+E。相反，當(dāng)開(kāi)關(guān)管SX1關(guān)斷，電流經(jīng)續(xù)流二極管DX2、開(kāi)關(guān)管SX4與定子繞組形成回路，則ux1x2輸出電平為0。

開(kāi)關(guān)模式2：

開(kāi)關(guān)管SX2、SX3驅(qū)動(dòng)信號(hào)保持低電平，開(kāi)關(guān)管SX1在當(dāng)前開(kāi)關(guān)周期內(nèi)始終導(dǎo)通。當(dāng)開(kāi)關(guān)管SX4開(kāi)通，則ux1x2輸出電平為+E。相反，當(dāng)開(kāi)關(guān)管SX4關(guān)斷，電流經(jīng)續(xù)流二極管DX3、開(kāi)關(guān)管SX1與定子繞組形成回路，則ux1x2輸出電平為0。

表1 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)模式

2 死區(qū)消除SVPWM

圖2為針對(duì)H橋拓?fù)鋫鹘y(tǒng)SVPWM策略。如圖3所示，信號(hào)SX與H橋X(X=A,B,C)輸出電壓ux1x2在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的占空比保持一致。將SVPWM調(diào)制波umx分成兩份，分別對(duì)半橋LX1與LX2作上下開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)的雙極性調(diào)制，獲得不加入死區(qū)時(shí)間的信號(hào)Px1、Px2、Px3與Px4，最后取信號(hào)Px1與Px3做異或邏輯運(yùn)算后獲得信號(hào)SX(X=A,B,C)。

圖3 信號(hào)SX的產(chǎn)生過(guò)程Fig.3 Generation process of SX

由于負(fù)載為開(kāi)繞組感應(yīng)電機(jī)，根據(jù)調(diào)制波與輸出電流的關(guān)系，如圖4所示將一個(gè)工頻周期分成4個(gè)區(qū)域，圖中UPN_X為調(diào)制波umx的極性，IPN_X為H橋X(X=A,B,C)輸出電流的極性。UPN_X與IPN_X構(gòu)成二維變量PNx，其取值如下式：

(1)

圖4 umx極性與輸出電流iX極性的關(guān)系Fig.4 Relationship between direction of iX and polarity of umx

基于表1中提出的開(kāi)關(guān)模式，在每個(gè)區(qū)域內(nèi)H橋X(X=A,B,C)中4個(gè)全控開(kāi)關(guān)管可供選擇的工作狀態(tài)如表2所示。以圖4中區(qū)域1為例，開(kāi)關(guān)管可按表1中情況2選擇開(kāi)關(guān)模式，同時(shí)保證在一個(gè)工頻周期內(nèi)所選擇的開(kāi)關(guān)模式相同。并且，為了能夠?qū)崿F(xiàn)H橋4個(gè)全控開(kāi)關(guān)管能在整個(gè)運(yùn)行時(shí)間內(nèi)開(kāi)關(guān)次數(shù)均衡，在2個(gè)相鄰工頻周期內(nèi)采用的開(kāi)關(guān)模式不同。

表2 每個(gè)區(qū)域內(nèi)開(kāi)關(guān)管工作狀態(tài)Table 2 Work statuses of the switches in each region

為了保證采用所提出的調(diào)制方案其每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)平均電壓與采用傳統(tǒng)雙極性SVPWM時(shí)保持一致，當(dāng)選擇開(kāi)關(guān)模式1時(shí)，各高頻工作開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)為

(2)

(3)

式中，Qx3與Qx4分別為開(kāi)關(guān)管SX3與SX4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

根據(jù)上述分析，死區(qū)消除SVPWM方案如圖5所示。從圖5中可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)橋臂處于高頻工作狀態(tài)下，在任一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)橋臂中始終存在一個(gè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低電平，因此在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)無(wú)需為橋臂設(shè)置死區(qū)時(shí)間。另外，對(duì)于工頻工作橋臂，在一個(gè)完整的工頻周期內(nèi)始終存在一個(gè)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是低電平，因此在單獨(dú)的開(kāi)關(guān)周期內(nèi)也無(wú)需設(shè)置死區(qū)時(shí)間。

3 電流過(guò)零處死區(qū)問(wèn)題

從圖5可以發(fā)現(xiàn)，在H橋X輸出電流極性變化時(shí)刻，比如在t1、t2、t3與t4時(shí)刻，橋臂LX1與橋臂LX2有可能需要設(shè)置一個(gè)死區(qū)時(shí)間來(lái)防止橋臂與直流母線發(fā)生直通故障。下面針對(duì)電流過(guò)零處死區(qū)問(wèn)題作分析。

圖5 死區(qū)消除SVPWM方案Fig.5 Dead-time elimination SVPWM

3.1 天然死區(qū)時(shí)間

對(duì)于高頻工作橋臂，在電流過(guò)零點(diǎn)之后的一個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)間內(nèi)，以電流過(guò)零點(diǎn)為起點(diǎn)，脈沖波形SX在此起點(diǎn)之后所持續(xù)的低電平時(shí)間為天然死區(qū)時(shí)間。在電流過(guò)零點(diǎn)之后的第一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，某一橋臂輸出的瞬時(shí)PWM電壓如圖6所示，在此開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸出平均電壓可表示為：

(4)

式中：TL為低電平持續(xù)時(shí)間；Ts為開(kāi)關(guān)周期。由式(4)可得從此開(kāi)關(guān)周期的起始時(shí)刻開(kāi)始，低電平持續(xù)的時(shí)間為

(5)

圖6 某一橋臂在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸出的PWM電壓波形Fig.6 Output PWM voltage waveform of a leg in one switching period

H橋X輸出電壓由兩個(gè)橋臂的輸出電壓ux1與ux2的差值構(gòu)成，在電流過(guò)零處的開(kāi)關(guān)周期中所能提供給高頻工作橋臂中上下兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的天然死區(qū)時(shí)間為

(6)

(7)

式中Um為橋臂參考電壓幅值。由式(6)、式(7)可得，天然死區(qū)時(shí)間為

(8)

(9)

由式(6)、式(9)可得，天然死區(qū)時(shí)間為

(10)

另外，對(duì)于工頻工作橋臂，在電流過(guò)零處天然死區(qū)時(shí)間其值等于H橋輸出電流滯后輸出電壓的時(shí)間，具體為

(11)

式中f為橋臂參考電壓基波頻率。

3.2 電流過(guò)零點(diǎn)死區(qū)問(wèn)題解決方案

若天然死區(qū)時(shí)間比所需的最小死區(qū)時(shí)間大則電流過(guò)零處不必為橋臂設(shè)置額外的死區(qū)時(shí)間，反之則額外的死區(qū)時(shí)間是需要的。由式(8)、式(10)、式(11)可知，天然死區(qū)時(shí)間與開(kāi)繞組感應(yīng)電機(jī)功率因素、參考電壓幅值等因素有關(guān)，在電流過(guò)零點(diǎn)是否設(shè)置死區(qū)時(shí)間具有不確定性。若3H橋逆變器每次運(yùn)行前先判斷在電流過(guò)零處是否需要設(shè)置死區(qū)時(shí)間，這樣不僅會(huì)增加逆變器工作的復(fù)雜度，還會(huì)使得提出的死區(qū)消除SVPWM的通用性大大降低。為了解決死區(qū)消除SVPWM方案在電流過(guò)零處的死區(qū)問(wèn)題，可借助硬件電路在任意時(shí)刻預(yù)先設(shè)置一個(gè)合理的死區(qū)時(shí)間。

圖7為電壓脈沖信號(hào)上升沿延時(shí)電路原理圖，由死區(qū)消除SVPWM方案獲得的各路PWM信號(hào)Qxi(x=A,B,C;i=1,2,3,4)經(jīng)圖7后輸出各開(kāi)關(guān)管最終的驅(qū)動(dòng)信號(hào)Rxi。上升沿延時(shí)時(shí)間即為驅(qū)動(dòng)信號(hào)中預(yù)置的硬件死區(qū)時(shí)間Td，具體為

(12)

式中：U為Qxi中高電平電壓值；UT為與門(mén)閾值電壓。

圖7 電壓脈沖信號(hào)上升沿延時(shí)電路Fig.7 Delay circuit for the rising edge of voltage pulse signal

圖8中的實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了設(shè)置硬件死區(qū)時(shí)間的有效性。圖8(a)中PWM_in1與PWM_in2本身具有的死區(qū)時(shí)間小于2.5 μs的硬件死區(qū)，兩個(gè)信號(hào)經(jīng)上升沿延時(shí)電路后，輸出的兩個(gè)信號(hào)PWM_out1與PWM_out2中所具有的死區(qū)時(shí)間拉長(zhǎng)到2.5 μs。圖8(b)中PWM_in1與PWM_in2本身具有的死區(qū)時(shí)間長(zhǎng)度大于2.5 μs的硬件死區(qū)，兩個(gè)信號(hào)經(jīng)上升沿延時(shí)電路后，輸出的兩個(gè)信號(hào)PWM_out1與PWM_out2中具有的死區(qū)時(shí)間不發(fā)生變化與原輸入信號(hào)的死區(qū)時(shí)間長(zhǎng)度相同。由圖8可知，硬件死區(qū)的設(shè)置保證了橋臂上下開(kāi)關(guān)管兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間至少為硬件死區(qū)。

圖8 驗(yàn)證設(shè)置硬件死區(qū)時(shí)間的有效性Fig.8 Verifying feasibility of setting hardware dead-time

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

圖9 3H橋逆變器系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖Fig.9 Hardware structure diagram of 3H bridge inverter system

圖10 H橋A輸出PWM電壓Fig.10 Output PWM voltage of H bridge

表3為在不同情況下A相輸出電壓基波幅值，可以發(fā)現(xiàn)相比本文提出的死區(qū)消除SVPWM，采用帶死區(qū)時(shí)間的SVPWM時(shí)，輸出電壓基波分量存在明顯誤差，并且隨著死區(qū)時(shí)間的增大，基波電壓幅值損失越嚴(yán)重。

表3 在不同情況下A相輸出電壓基波幅值

圖11為H橋A四個(gè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)，可以發(fā)現(xiàn)，開(kāi)關(guān)管SA1與SA2每間隔10 ms后持續(xù)高頻工作10 ms，而開(kāi)關(guān)管SA3與SA4在每個(gè)工頻周期內(nèi)總的高頻工作時(shí)間也為10 ms，因而開(kāi)關(guān)損耗在四個(gè)開(kāi)關(guān)管內(nèi)均勻分布。橋臂LA1或者橋臂LA2在每個(gè)工頻工作的20 ms周期內(nèi)，上下開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)存在大約2.2 ms的天然死區(qū)時(shí)間。

圖11 H橋A四個(gè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)Fig.11 Gate control signals for switches SAi(i=1,2,3,4)

圖12 開(kāi)關(guān)管SA1、SA2、SA3、SA4驅(qū)動(dòng)信號(hào)與信號(hào)SA的關(guān)系Fig.12 Relationship between SA and gate control signals for SA1, SA2, SA3 and SA4

5 結(jié) 論

本文針對(duì)H橋拓?fù)涮岢龅膬煞N開(kāi)關(guān)模式，能夠確保在任意開(kāi)關(guān)周期內(nèi)避免橋臂上下開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)間設(shè)置死區(qū)時(shí)間。在保證H橋輸出平均電壓正確的前提下，相鄰兩個(gè)工頻周期內(nèi)采用不同的開(kāi)關(guān)模式，獲得了開(kāi)關(guān)次數(shù)均衡性死區(qū)消除SVPWM。

本文揭示了提出的調(diào)制方案在H橋輸出電流過(guò)零處存在的天然死區(qū)時(shí)間，并提出可采用硬件死區(qū)避免在線判斷電流過(guò)零處額外死區(qū)時(shí)間設(shè)置的必要性。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，由 MCU與FPGA相結(jié)合的控制系統(tǒng)能夠很好地實(shí)現(xiàn)提出的死區(qū)消除調(diào)制方案。值得注意的是，若從裝置成本的角度考慮，本文中FPGA執(zhí)行的任務(wù)可由價(jià)格低廉的數(shù)字邏輯芯片完成。