康龍?jiān)疲?萬(wàn)蕾， 謝締， 徐鵬

(1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510640； 2.廣東恒翼能科技有限公司，廣東 東莞 518109)

0 引 言

為應(yīng)對(duì)全球能源緊缺和化石燃料的大量使用帶來(lái)環(huán)境嚴(yán)重污染的問(wèn)題，新能源電動(dòng)汽車(chē)和新能源發(fā)電技術(shù)得到大力發(fā)展，而鋰電池作為儲(chǔ)能裝置在上述兩種應(yīng)用場(chǎng)景中得到大量使用[1-3]。鋰電池單體電壓一般為2～4 V[3]，需要串聯(lián)成組以適應(yīng)高電壓的應(yīng)用需求。由于電池制造工藝的差異和各單體電池工作環(huán)境的不同，電池組內(nèi)單體電池間會(huì)在開(kāi)路電壓(open circuit voltage,OCV)和荷電狀態(tài)(state of charge,SOC)上存在不一致性，且不一致程度會(huì)隨著電池組充、放電次數(shù)的增加而加劇。電池組內(nèi)的不一致問(wèn)題會(huì)影響電池組的可用容量和整體使用壽命[4]，為此須引入電池組均衡技術(shù)以縮小組內(nèi)單體電池間的差異。

目前，現(xiàn)有的均衡電路可分為兩大類(lèi)，分別為能量耗散型均衡和非耗散型均衡[5]。能量非耗散型均衡又稱(chēng)為主動(dòng)均衡，其思想是通過(guò)儲(chǔ)能元件作為中間媒介實(shí)現(xiàn)能量在各電池單體間的轉(zhuǎn)移。與能量耗散型均衡相比，主動(dòng)均衡的能量利用率高，因而成為電池均衡領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)[6-9]。

主動(dòng)均衡技術(shù)根據(jù)儲(chǔ)能元件可再細(xì)分為電容型、電感型、變壓器型和串聯(lián)諧振型。電容型均衡電路具有體積小、控制簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，但存在電池壓差較小時(shí)均衡速度慢的問(wèn)題[6,10]；變壓器型均衡電路則在電池壓差較小情況下仍可實(shí)現(xiàn)較快的均衡，但變壓器型均衡電路體積大，對(duì)變壓器的制造工藝要求高[11-12]；串聯(lián)諧振型均衡電路則可以實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)關(guān)，減少開(kāi)關(guān)損耗[2-3]，但要求開(kāi)關(guān)頻率須與諧振頻率保持一致，增加了控制復(fù)雜程度，且當(dāng)串聯(lián)電容電感參數(shù)確定后，開(kāi)關(guān)頻率也隨即確定，無(wú)法在均衡電路工作過(guò)程中根據(jù)需要?jiǎng)討B(tài)調(diào)整均衡電流。電感型均衡電路則可通過(guò)調(diào)整控制信號(hào)占空比來(lái)改變均衡電流大小[1,4]。

主動(dòng)均衡技術(shù)根據(jù)能量傳輸路徑可分為相鄰單體到單體(adjacent cell to cell,AC2C)、任意單體到任意單體(any cell to any cell,AC2AC)、單體直接到單體(direct cell to cell,DC2C)、單體到電池組(cell to pack,C2P)和電池組到單體(pack to cell,P2C)。AC2C均衡電路只能在相鄰兩節(jié)電池間傳輸能量，當(dāng)電壓最高和最低電池在電池組中的位置距離遠(yuǎn)時(shí)，須花費(fèi)較長(zhǎng)的均衡時(shí)間[8,13]；AC2AC均衡電路可實(shí)現(xiàn)能量在任意電池到任意電池的傳輸，均衡路徑多，均衡速度快，但使用的儲(chǔ)能元件多[2,7,14]； C2P[15]和P2C[16]均衡電路分別實(shí)現(xiàn)能量從單體到電池組和電池組到單體的傳輸，但二者分別在電壓高的電池?cái)?shù)目多和電壓低的電池?cái)?shù)目多的情況下有著較慢的均衡速度；DC2C均衡電路可實(shí)現(xiàn)能量在兩節(jié)電池間的直接傳輸，且只需要一個(gè)儲(chǔ)能元件，體積小[9,17]，盡管一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)只能同時(shí)進(jìn)行一對(duì)電池間的能量傳輸，但能量可直接從源電池向目標(biāo)電池傳輸。

文獻(xiàn)[18]提出一種基于電感的均衡電路，利用電感作為儲(chǔ)能元件實(shí)現(xiàn)能量在電壓最高和電壓最低電池之間的傳輸，但在能量轉(zhuǎn)移路徑中存在兩個(gè)二極管，二極管所產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗較大；文獻(xiàn)[19]則提出基于電感的奇偶交錯(cuò)均衡策略，驗(yàn)證了能量在奇數(shù)號(hào)電池和偶數(shù)號(hào)電池間的傳輸可實(shí)現(xiàn)對(duì)電池組的整體均衡，但使用的開(kāi)關(guān)數(shù)目較多，且存在電感續(xù)流模態(tài)，增加了控制復(fù)雜程度。針對(duì)已有電感型均衡電路的不足，本文提出一種開(kāi)關(guān)管復(fù)用的電感型串聯(lián)鋰電池組DC2C均衡電路，并采取奇偶交錯(cuò)均衡策略和開(kāi)關(guān)管復(fù)用的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略，旨在使用較少的開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)能量在任意兩節(jié)編號(hào)奇偶不同的單體電池間傳輸?shù)耐瑫r(shí)，減少均衡回路中的二極管數(shù)目，以提高均衡速度和均衡效率。

1 均衡拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 均衡拓?fù)?/h3>

本文所提均衡電路具有n節(jié)電池單體的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，如圖1所示。

圖1 均衡電路結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of the proposed equalizer

所提均衡電路包括n+1個(gè)電池選通開(kāi)關(guān)、2個(gè)工作模式選擇開(kāi)關(guān)和1個(gè)電感模塊，電路中的開(kāi)關(guān)均為N溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(metal-oxide semiconductor field-effect transistor, MOSFET)。其中2個(gè)工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q1、Q2背對(duì)背串聯(lián)至電感支路上；電池選通開(kāi)關(guān)S1和Sn+1均由1個(gè)MOSFET組成，并分別連接至串聯(lián)電池組的兩端，S1與電池相連的端口為源極，Sn+1與電池相連的端口為漏極，其余選通開(kāi)關(guān)均由兩個(gè)背對(duì)背的MOSFET串聯(lián)組成，以防止電池短路，并連接至與之編號(hào)相對(duì)應(yīng)的電池的負(fù)極。奇數(shù)編號(hào)選通開(kāi)關(guān)的另一端連接至下總線，偶數(shù)編號(hào)選通開(kāi)關(guān)的另一端連接至上總線。

1.2 工作原理

現(xiàn)以具有4節(jié)電池單體的均衡電路為例對(duì)本文所提均衡電路工作原理進(jìn)行分析，工作原理分兩種工作情況進(jìn)行介紹，每種工作情況在一個(gè)周期內(nèi)均有3個(gè)模態(tài)，由于模態(tài)III時(shí)的電流為0，未在圖中示出。

情況I：當(dāng)提供能量的源電池編號(hào)為奇數(shù)時(shí)，能量傳輸路徑如圖2所示，其中圖2(a)示出模態(tài)I的能量流通路徑，圖2(b)示出模態(tài)II的能量流通路徑。假設(shè)源電池為B1，吸收能量的目標(biāo)電池為B4。模態(tài)I中，選通開(kāi)關(guān)S1、S2和工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q1、Q2導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)處于斷開(kāi)狀態(tài)，電池B1對(duì)電感充電；模態(tài)II中，選通開(kāi)關(guān)S4、S5和工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q2導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)處于斷開(kāi)狀態(tài)，電感對(duì)電池B4放電；模態(tài)III中，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通情況和模態(tài)II一致。

情況II：當(dāng)提供能量的源電池編號(hào)為偶數(shù)時(shí)，能量傳輸路徑如圖3所示，其中圖3(a)示出模態(tài)I的能量流通路徑，圖3(b)示出模態(tài)II的能量流通路徑。假設(shè)源電池為B2，吸收能量的目標(biāo)電池為B3。模態(tài)I中，選通開(kāi)關(guān)S2、S3和工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q1、Q2導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)處于斷開(kāi)狀態(tài)，電池B2對(duì)電感充電；模態(tài)II中，選通開(kāi)關(guān)S3、S4和工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q1導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)處于斷開(kāi)狀態(tài)，電感對(duì)電池B3放電；模態(tài)III中，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通情況和模態(tài)II一致。

2 參數(shù)計(jì)算

為防止電感出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象，電感電流不宜過(guò)大，均衡電路應(yīng)工作在電流斷續(xù)模式。電流斷續(xù)模式(discontinuous conduction mode,DCM)和電流連續(xù)模式(continuous conduction mode,CCM)的劃分標(biāo)準(zhǔn)為在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)是否有電感電流為0的階段。

圖2 情況I時(shí)的能量流通路徑Fig.2 Energy flowing paths in case I

圖3 情況II時(shí)的能量流通路徑Fig.3 Energy flowing paths in case II

工作在DCM的電感型均衡電路在一個(gè)均衡周期內(nèi)均有3個(gè)工作模態(tài)，因此可采取統(tǒng)一的數(shù)學(xué)建模方法進(jìn)行理論分析，以便于為本文均衡控制策略的設(shè)計(jì)提出理論指導(dǎo)。3個(gè)工作模態(tài)均可由圖4的等效電路表示，其中電感L的大小和實(shí)際均衡電路中電感的大小一致。R為均衡回路中的總電阻值，其包括開(kāi)關(guān)導(dǎo)通電阻Ron和電感寄生電阻RL，Vin為電感支路的輸入電壓。電路處于不同工作模態(tài)時(shí)輸入電壓Vin和回路電阻R的值是不同的，R值不同的原因在于不同模態(tài)下均衡回路中的開(kāi)關(guān)數(shù)目不一樣，但由于開(kāi)關(guān)導(dǎo)通電阻較小，因此兩個(gè)模態(tài)下均衡回路總阻值的差異可以忽略，統(tǒng)一用R表示。下述理論分析忽略了開(kāi)關(guān)死區(qū)時(shí)間。

圖4 均衡電路等效模型及理論波形Fig.4 Equivalent model and theoretical waveforms of the equalizer

模態(tài)I[0,t1]：假設(shè)在該模態(tài)下均衡回路中串有p個(gè)二極管，且和電感并聯(lián)的電池電壓方向與Vin一致，則輸入電壓為Vin=VBmax-pVD，其中VBmax為給電感提供能量的源電池電壓，VD為二極管的正向?qū)妷骸Ａ袑?xiě)此模態(tài)下的基爾霍夫電壓方程可得

(1)

由于電路工作在DCM，因此在一個(gè)周期的初始時(shí)刻電感電流值為0，即iL(0)=0，則求解式(1)可得模態(tài)I時(shí)的電感電流值為

(2)

由于回路的總阻值R實(shí)際上較小，可忽略不計(jì)，則有

(3)

則式(2)可進(jìn)一步簡(jiǎn)化得到

(4)

由式(4)可知模態(tài)I中電感電流線性增加，則將t=t1=DT代入式(4)可得電感電流峰值Ip，其中T為均衡周期，DT為模態(tài)I的持續(xù)時(shí)間，即

(5)

模態(tài)II[t1,t2]：假設(shè)在該模態(tài)下均衡回路中串有q個(gè)二極管，且和電感并聯(lián)的電池電壓方向與Vin相反，則輸入電壓Vin=-VBmin-qVD，其中VBmin為吸收電感能量的目標(biāo)電池電壓。列寫(xiě)此模態(tài)下的基爾霍夫電壓方程可得

(6)

模態(tài)I結(jié)束時(shí)的電感電流值也為模態(tài)II初始時(shí)刻的電感電流值，則在iL(DT)=Ip初始條件下求解式(6)可得模態(tài)II時(shí)的電感電流表達(dá)式為

(7)

同理由于回路的總阻值R實(shí)際上較小，可忽略不計(jì)，則有

(8)

電感電流表達(dá)式可由式(7)簡(jiǎn)化為

(9)

由式(9)可知模態(tài)II時(shí)電感電流線性減小，為避免此過(guò)程中目標(biāo)電池對(duì)電感充電，電感電流反向上升，故需要在均衡回路中串聯(lián)二極管，即應(yīng)滿(mǎn)足q≥1。為保證均衡電路工作在DCM，電感電流須在模態(tài)II結(jié)束時(shí)降為0值，即模態(tài)I中的電感電流上升值應(yīng)等于模態(tài)II中的電感電流下降值為

(10)

模態(tài)III[t2,t3]：模態(tài)II結(jié)束時(shí)電感電流為0，二極管關(guān)斷，電池電壓無(wú)法作用到電感支路上，因此該模態(tài)下的輸入電壓為0，即Vin=0，電感電流在該模態(tài)下保持為0值。

模態(tài)II的持續(xù)時(shí)間為t2-t1=D′T≤(1-D)T，結(jié)合式(10)可求得開(kāi)關(guān)信號(hào)占空比D應(yīng)滿(mǎn)足

(11)

實(shí)際上由于SOC在20%到80%的范圍時(shí)鋰電池的OCV-SOC曲線較為平坦，即使電池單體間的SOC值相差很大，相應(yīng)的電壓差值也會(huì)較小[20]，因此可以認(rèn)為源電池和目標(biāo)電池的電壓存在關(guān)系VBmax-pVD

令Win為源電池Bmax在一周期內(nèi)提供的能量，其為電感吸收的能量與回路導(dǎo)通損耗之和，則Win表示為

(12)

為保證在模態(tài)I時(shí)源電池Bmax釋放能量，即電感電流為正值，由式(4)可知VBmax-pVD>0，即應(yīng)滿(mǎn)足p

令Wout為目標(biāo)電池Bmin吸收的能量，其為電感釋放的能量與回路導(dǎo)通能量損耗之差，其中p=0，則Wout表示為

(13)

由于回路阻值R可忽略不計(jì)，則3VBmin-2IpR>0。由式(12)可知當(dāng)均衡周期、模態(tài)I的持續(xù)時(shí)間已知且p=0時(shí)，源電池提供的能量Win已知，而q值越大，由式(13)可知目標(biāo)電池吸收的能量Wout越小，也即回路導(dǎo)通損耗越大，而均衡速度也更慢。因此本文均衡電路采用q=1。此外電路在一個(gè)周期內(nèi)的均衡效率可表示為

(14)

由于鋰電池內(nèi)阻的存在，電池在均衡過(guò)程中的實(shí)際電壓具有不確定性，因此本文實(shí)驗(yàn)章節(jié)未列出具體的均衡效率數(shù)值。

由式(5)可知，當(dāng)開(kāi)關(guān)信號(hào)周期T和占空比D確定時(shí)，電感L決定了電感電流峰值。為防止鋰電池在充、放電過(guò)程中因電流過(guò)大而發(fā)熱影響到工作性能，電感電流峰值Ip應(yīng)小于電池所能流經(jīng)的電流最大值IBmax，為此電感L的大小可由下式確定：

(15)

3 均衡控制策略

均衡控制策略分為兩部分內(nèi)容進(jìn)行闡述，分別為電池均衡策略和開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略，均衡控制策略的邏輯流程如圖5所示。

圖5 控制流程圖Fig.5 Control algorithm of the proposed equalizer

3.1 電池均衡策略

由于電感電流在一周期內(nèi)方向不改變，能量無(wú)法在兩節(jié)編號(hào)奇偶相同的電池間傳輸，為此本文采取奇偶交錯(cuò)的均衡控制策略，并以電池開(kāi)路電壓作為均衡標(biāo)準(zhǔn)，現(xiàn)對(duì)該均衡策略進(jìn)行說(shuō)明。

首先測(cè)量電池組內(nèi)所有電池單體的電壓，并判斷出電壓最高的電池BH、電壓最低的電池BL、奇數(shù)編號(hào)中電壓最低的電池BLodd、偶數(shù)編號(hào)中電壓最低的電池BLeven；判斷電池電壓是否超過(guò)規(guī)定的安全運(yùn)行范圍Vmin～Vmax，若沒(méi)超過(guò)，則可進(jìn)行下一步是否需要均衡的判斷，否則須采取保護(hù)措施；判斷電池組最大電壓差是否大于均衡電路啟動(dòng)閾值ΔVth，若不大于該閾值，則不啟動(dòng)均衡電路，若大于該閾值，則啟動(dòng)均衡電路；均衡電路啟動(dòng)后，判斷BH的奇偶性，若BH為奇數(shù)，則BH作為源電池Bmax，BLeven作為目標(biāo)電池Bmin，能量將從電池BH向BLeven傳輸；若BH為偶數(shù)，則BH作為源電池Bmax，BLodd作為目標(biāo)電池Bmin，能量從電池BH向BLodd傳輸，如此循環(huán)反復(fù)直到電池組最大電壓差小于ΔVth。

3.2 開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略

由第二節(jié)理論分析可知，當(dāng)采取p=0、q=1時(shí)，均衡速度和均衡效率可得到提升，為實(shí)現(xiàn)p=0、q=1的導(dǎo)通方式，現(xiàn)以圖1為例對(duì)均衡電路的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略進(jìn)行說(shuō)明。

均衡電路啟動(dòng)后，當(dāng)電壓最高電池BH的編號(hào)為奇數(shù)時(shí)，工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q1、Q2在模態(tài)I均導(dǎo)通，模態(tài)I的均衡回路中沒(méi)有二極管，而在模態(tài)II中Q1處于斷開(kāi)狀態(tài)，此時(shí)均衡回路中有一個(gè)二極管，阻止電流反向；當(dāng)電壓最高電池BH的編號(hào)為偶數(shù)時(shí)，工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q1、Q2在模態(tài)I均導(dǎo)通，同理模態(tài)I的均衡回路中沒(méi)有二極管，而在模態(tài)II中Q2處于斷開(kāi)狀態(tài)，此時(shí)均衡回路中有一個(gè)二極管。為此，只需控制工作模式選擇開(kāi)關(guān)Q1、Q2的通斷即可在模態(tài)II的均衡回路中串入一個(gè)二極管，控制簡(jiǎn)單，解決了文獻(xiàn)[19]需要電池選通開(kāi)關(guān)作為二極管時(shí)帶來(lái)的控制復(fù)雜問(wèn)題。

4 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提均衡拓?fù)浼翱刂撇呗缘母咝?，現(xiàn)分別對(duì)四節(jié)和八節(jié)串聯(lián)電池組就本文所提拓?fù)浜臀墨I(xiàn)[18]所提拓?fù)湓赑SIM軟件上進(jìn)行電池組靜置狀態(tài)下的仿真，仿真電路參數(shù)已在表1列出。本文采用電容來(lái)表示電池單元，為了加快仿真速度，電容大小取0.01 F。

表1 仿真電路參數(shù)

圖6分別示出文獻(xiàn)[18]所提拓?fù)?、本文所提拓?fù)湓趐分別為1和0時(shí)四節(jié)串聯(lián)電池情況下的電池電壓仿真曲線，初始電壓從B1到B4分別為3.33、3.51、3.58、3.65 V，各電池電壓曲線已在圖中標(biāo)出。圖7分別示出文獻(xiàn)[18]所提拓?fù)?、本文所提拓?fù)湓趐分別為1和0時(shí)八節(jié)串聯(lián)電池情況下的電池電壓仿真曲線，初始電壓從B1到B8分別為3、3.1、3.4、3.42、3.44、3.46、3.48、3.5 V，由上往下分別表示電池B8～B1的電壓仿真曲線。其中圖6(b)和圖7(b)所示的仿真在一周期內(nèi)均有一個(gè)工作模式選擇開(kāi)關(guān)作為二極管使用，故p=1，q=1。而圖6(c)和圖7(c)采取了3.2節(jié)的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略，故p=0，q=1。

圖6 四節(jié)電池電壓仿真曲線Fig.6 Curves of four battery voltages in simulation

圖7 八節(jié)電池電壓仿真曲線Fig.7 Curves of eight battery voltages in simulation

由圖6所示的四節(jié)電池仿真結(jié)果對(duì)比可知，第三組仿真比第一、二組分別提前5.3 ms和2.6 ms完成均衡，均衡速度分別快了45%和29%，而由圖7可知在八節(jié)電池仿真中第三組的均衡速度則比第一、二組分別快了60%和32%。就均衡結(jié)束時(shí)的電池平均電壓而言，四、八節(jié)電池中的第三組仿真結(jié)果均比第一、二組的高，這也意味著本文拓?fù)湓?.2節(jié)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略下的均衡效率更高。這是因?yàn)榕c第三組的均衡方式相比，第一、二組均衡回路中的二極管數(shù)目較多，回路導(dǎo)通損耗大，故均衡速度慢、均衡效率較低。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文搭建了四節(jié)串聯(lián)電池的硬件實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖8所示，具體各器件型號(hào)和參數(shù)已由表2列出。

圖8 電池均衡實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.8 Experimental platform

表2 實(shí)驗(yàn)器件型號(hào)和參數(shù)

本文所提拓?fù)湓谀B(tài)I和模態(tài)II的開(kāi)關(guān)切換瞬間未實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)關(guān)，為減小開(kāi)關(guān)損耗，開(kāi)關(guān)信號(hào)頻率不宜取太大，本文采取20 kHz作為開(kāi)關(guān)信號(hào)頻率，同時(shí)本文采用18650型2 200 mAh鋰電池進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。為使電池充放電電流限制在1 C(即2.2 A)范圍內(nèi)，保證電池使用安全，且本文實(shí)驗(yàn)過(guò)程中單體電池電壓最高不超過(guò)3.6 V，則可通過(guò)式(15)計(jì)算得到電感大小應(yīng)滿(mǎn)足L≥40 μH，為此本文采用大小為47 μH的電感。

由于鋰電池內(nèi)阻的存在，電池端電壓會(huì)在充、放電時(shí)有幾十毫伏甚至超過(guò)一百毫伏的波動(dòng)[21]。為了使均衡過(guò)程中測(cè)量的電池端電壓更接近于開(kāi)路電壓，控制策略采取“均衡+靜置”的方式，電池組在均衡20 s后靜置10 s以等待電池端電壓恢復(fù)[22]，接著采集電壓并對(duì)電壓大小進(jìn)行判斷，進(jìn)而進(jìn)行下一輪均衡。

圖9示出本文所提均衡拓?fù)湓诓捎?.2節(jié)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略時(shí)源電池(3.515 V)向目標(biāo)電池(3.295 V)傳輸能量時(shí)的開(kāi)關(guān)信號(hào)及電感電流波形?？梢园l(fā)現(xiàn)電感電流在模態(tài)III時(shí)達(dá)到0值，均衡電路工作在DCM。

圖9 開(kāi)關(guān)信號(hào)及電流波形Fig.9 Experimental waveforms of the driving signals and the current

圖10示出本文所提均衡電路采取不同開(kāi)關(guān)導(dǎo)通方式時(shí)的四節(jié)電池電壓變化曲線，其中實(shí)驗(yàn)I和實(shí)驗(yàn)II的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通方式分別和圖6(或圖7)的第二、三組仿真采取的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通方式相同。四節(jié)電池B1～B4的初始電壓分別為3.318、3.295、3.515、3.445 V，實(shí)驗(yàn)在電池組靜置狀態(tài)下進(jìn)行。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提均衡電路在采取第三節(jié)的控制策略時(shí)可對(duì)電池組進(jìn)行有效均衡，實(shí)驗(yàn)II要比實(shí)驗(yàn)I提前16.75 min完成均衡，均衡速度高出17.2%，且均衡后的平均電壓值要比實(shí)驗(yàn)I的高，驗(yàn)證了所提均衡電路在3.2節(jié)的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略下可有效提升均衡速度和效率。

圖10 四節(jié)電池電壓實(shí)驗(yàn)曲線Fig.10 Curves of four battery voltages in experiment

6 結(jié) 論

本文提出一種開(kāi)關(guān)管復(fù)用的電感型串聯(lián)鋰電池組均衡電路，通過(guò)將開(kāi)關(guān)管復(fù)用為二極管，可減少均衡回路中的二極管數(shù)目，實(shí)現(xiàn)均衡速度和效率的提升。本文對(duì)所提均衡電路的工作原理、參數(shù)計(jì)算進(jìn)行了詳細(xì)分析，對(duì)均衡回路中串聯(lián)二極管數(shù)目的選取做出理論分析，并對(duì)所采取的均衡控制策略，包括電池均衡策略和開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略進(jìn)行說(shuō)明。接著分別就四節(jié)和八節(jié)電池和已有均衡電路進(jìn)行了仿真對(duì)比，仿真結(jié)果表明本文所提均衡電路和開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略有效地提升了均衡速度和效率。最后還搭建了本文所提電路的四節(jié)電池實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，就開(kāi)關(guān)導(dǎo)通方式設(shè)置了兩組實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了所提開(kāi)關(guān)導(dǎo)通策略可針對(duì)本文所提電路有效地提升均衡速度和效率。