凌淳揚，劉芳，李昊，趙楊

（合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，安徽 合肥 230009）

隨著雙碳目標(biāo)的提出，全球汽車產(chǎn)業(yè)在快速電動化的同時又在向著智能化和網(wǎng)聯(lián)化兩個方向布局。無線電能傳輸技術(shù)（wireless power transfer，WPT）從物理上解決了充電時的線纜束縛，它在安全、便捷的同時也是實現(xiàn)無人駕駛的必要條件。隨著電動汽車保有量的不斷擴大，充電負荷又將對電力系統(tǒng)帶來較大沖擊，通過雙向無線電能傳輸（bidirectional wireless power transfer，BWPT）等技術(shù)進行車網(wǎng)互動是未來發(fā)展的一個必然趨勢，利用車載電池與電網(wǎng)雙向溝通，削峰填谷，可對電網(wǎng)起到一定支撐作用。

SAE J2954，IEC 61980等標(biāo)準(zhǔn)約束WPT系統(tǒng)的運行頻率為85 kHz左右[1]。在這個頻率下，傳統(tǒng)的Si器件已經(jīng)無法滿足充電設(shè)備在功率密度和開關(guān)損耗等方面的要求。作為第三代寬禁帶功率器件的代表，碳化硅金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（silicon carbon MOSFET，SiC MOSFET）具有耐高壓、耐高溫和開關(guān)損耗低等優(yōu)良特性。然而，由于BWPT系統(tǒng)較WPT系統(tǒng)更為復(fù)雜，一味的追求效率而忽視可靠性問題可能會加速系統(tǒng)的老化，進而導(dǎo)致系統(tǒng)的損壞。

目前，對于無線充電系統(tǒng)的效率研究大多基于控制策略或是磁耦合機構(gòu)展開，對于變換器側(cè)損耗的研究較少，故結(jié)合上述基礎(chǔ)，本文將圍繞雙向無線充電系統(tǒng)中的開關(guān)性能與效率進行分析，并通過實驗得出變換器的參數(shù)對BWPT系統(tǒng)傳輸效率及SiC MOSFET開關(guān)性能的影響規(guī)律。

1 BWPT系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及開關(guān)特性

1.1 雙邊LCC補償拓撲結(jié)構(gòu)

雙邊LCC補償?shù)腂WPT變換器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示[2]。其中，U1為輸入電壓，U2為負載電壓，C3和C4為輸入側(cè)和負載側(cè)直流電容，S1～S4，Q1～Q4構(gòu)成原副邊全橋變換器電路，磁耦合線圈的原邊自感為L1，副邊自感為L2，M為互感，諧振腔中，除了兩個磁耦合線圈外，還包含諧振器件Lf1，Lf2，Cf1，Cf2，C1，C2。i1(t)與i2(t)分別為原邊變換器橋臂側(cè)電流和副邊變換器橋臂側(cè)電流，而u1(t)和u2(t)則為原副邊LCC補償網(wǎng)絡(luò)兩端電壓。

圖1 雙邊LCC補償BWPT變換器拓撲圖Fig.1 Topological diagram of bilateral LCC compensation BWPT converter

1.2 BWPT系統(tǒng)開關(guān)特性分析

在BWPT系統(tǒng)的控制中，一般采用移相調(diào)制的策略，在上述拓撲中，最多可以采用三個自由量的移相控制。定義α，β分別為原副邊變換器控制波形的內(nèi)移相角，γ為原副邊變換器控制波形之間的外移相角，通過對這三個自由度的控制，可以實現(xiàn)對BWPT系統(tǒng)傳輸功率及傳輸方向的控制[3]。系統(tǒng)變換器的開關(guān)角頻率ω等于補償網(wǎng)絡(luò)諧振角頻率ω0時，根據(jù)基波分析法及KVL定律，可以得到其功率傳輸表達式：

當(dāng)α=β=90°，γ=90°，系統(tǒng)工作在半功率點，此時所有開關(guān)管均為硬開通，其對應(yīng)的控制波形及輸出波形模態(tài)圖如圖2所示。而在α=β=180°時，系統(tǒng)工作在滿功率點。

圖2 BWPT控制信號模態(tài)圖Fig.2 BWPT control signal modal diagram

2 BWPT系統(tǒng)SiC MOSFET應(yīng)用分析

2.1 BWPT系統(tǒng)損耗分析

在圖1所述的變換器拓撲圖中，損耗主要分為變換器損耗和諧振腔損耗兩部分，變換器的損耗主要由開關(guān)管產(chǎn)生，而諧振腔的損耗則是由無源器件的內(nèi)阻產(chǎn)生[4]。本文主要研究變換器側(cè)的損耗。將變換器的損耗定義為PT_loss，其主要由開關(guān)損耗Psw，正向通態(tài)損耗Pcr，反向?qū)〒p耗Pcf構(gòu)成，PT_loss=Psw+Pcr+Pcf，其中

式中：Uds為開關(guān)管兩端的電壓；Id為流過開關(guān)管的電流；ton為開通時間；toff為關(guān)斷時間；fsw為開關(guān)頻率；Irms_1，Irms_2分別為流過原、副邊開關(guān)管的平均電流；Rds(on)_1，Rds(on)_2，Rsd(on)_1，Rsd(on)_2分別為原、副邊開關(guān)管和續(xù)流二極管的通態(tài)電阻。

2.2 BWPT系統(tǒng)開關(guān)特性分析

在2.1節(jié)對變換器損耗的分析的表達式中，開關(guān)損耗會受開啟和關(guān)斷的速度影響，而開啟和關(guān)斷速度又主要由門級開啟電阻Rg(on)和關(guān)斷電阻Rg(off)影響，實際中，開關(guān)速度并不是越快越好，SiC MOSFET的開關(guān)性能亦會受自身的寄生參數(shù)如輸入電容Ciss和輸出電容Coss及PCB中的寄生參數(shù)加上器件內(nèi)部的雜散參數(shù)，如共源電感Ls、總漏極電感Ld、柵極回路的自感Lg等影響[5]。圖3為典型的SiC MOSFET等效驅(qū)動開關(guān)模型圖。

圖3 SiC MOSFET驅(qū)動等效模型Fig.3 SiC MOSFET driver equivalent model

圖3中，虛線框內(nèi)為SiC MOSFET內(nèi)部等效等效模型，其中Ciss=Cgd+Cgs，Coss=Cds，由器件本身決定。虛線框外則為驅(qū)動外圍器件與PCB寄生參數(shù)。

在器件開啟或關(guān)閉時，在寄生電感、寄生電路的相互作用下，形成振蕩回路，取BWPT系統(tǒng)中的S1，S2為一組半橋，設(shè)Ltotal為功率回路的寄生電感之和，Ctotal為功率回路等效并聯(lián)電容之和，Rtotal為功率環(huán)路寄生電阻之和，可以簡化成一個典型RLC諧振電路，其振蕩角頻率為

阻尼率為

系統(tǒng)的臨界阻尼位于：

在BWPT系統(tǒng)85 kHz的開關(guān)頻率下，di/dt和du/dt非常大，巨大的變化率會使寄生電感和寄生電容產(chǎn)生巨大的電壓過沖和電流過沖，電壓變化率通過已關(guān)斷開關(guān)管的米勒電容Cgd串入驅(qū)動回路，產(chǎn)生漏電流igd并流入Rg和Cgs，如此泄放產(chǎn)生柵極感應(yīng)電壓，形成串?dāng)_問題，并影響器件開關(guān)，在硬開關(guān)時，這種現(xiàn)象更會加劇，具體表現(xiàn)為某開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)發(fā)生改變時，在互補開關(guān)管的柵源級產(chǎn)生正負電壓尖峰。

對于SiC MOSFET而言，其負電壓耐受能力要遠低于Si器件，如Wolfspeed公司的第三代SiC MOSFET產(chǎn)品，其關(guān)斷電壓最小值為-8 V，若驅(qū)動采用負壓關(guān)斷，則極易出現(xiàn)因負尖峰超過閾值而導(dǎo)致器件損壞，而正尖峰則可能導(dǎo)致器件二次開通，造成額外的開關(guān)損耗及潛在的上下橋臂直通風(fēng)險。實際中，這些參數(shù)均與驅(qū)動電路存在關(guān)聯(lián)，因此，驅(qū)動電路在SiC MOSFET的應(yīng)用中顯得尤為重要。

2.3 SiC MOSFET開關(guān)性能的改善

對于2.2節(jié)所述問題的分析可知，通過增大門級電阻，在柵源級并聯(lián)一個額外的電容Cgs，ext，在漏源加入RC緩沖電路均有助于降低串?dāng)_，提升驅(qū)動電路的可靠性，降低振蕩帶來的損耗，但這也會帶來額外的無源損耗及開關(guān)損耗，PCB的優(yōu)化可以降低回路寄生電感，進而直接降低振蕩，在功率模塊附近增加一個直流解耦電容CDec也可以減少寄生電感的影響，參照文獻[6]，在功率模塊附近并接一個0.94μF的軸向高頻無感電容以改善開關(guān)性能。對于使用有源串?dāng)_抑制，則需要增加更多的器件，使電路和控制變得復(fù)雜。若將這些因素全部考慮，進行定量的最優(yōu)化分析較為困難。故在下一章節(jié)的實驗中，將研究不同的門級電阻參數(shù)、電容Cgs，ext的參數(shù)、RC緩沖電路的參數(shù)及直流解耦電容CDec對雙向無線充電系統(tǒng)在滿載和半載兩種狀態(tài)下傳輸效率及串?dāng)_電壓的對比。

3 仿真及實驗

3.1 實驗平臺的搭建與主電路參數(shù)的設(shè)定

搭建了一套以以TMS320F28335 DSP芯片及EPM1270T144I5N CPLD芯片為控制核心的BWPT系統(tǒng)樣機，其設(shè)計指標(biāo)為：Pmax=11 kW，U1=U2=0～500 V，L1=250.3 μH，L2=252.2 μH，M=62.74μH，Lf1=Lf2=28.58 μH，Cf1=Cf2=123.6 nF，C1=C2=16.32 nF，C3=C4=410 μF，f=85 kHz。功率管選用Wolfspeed CCB021M12FM3，其主要參數(shù)為：Vds_max=1 200 V，Id=51 A，Rds=21 mΩ，推薦開啟電壓Vgs(on)=15 V，最大為19 V，關(guān)斷電壓Vgs(off)=-4 V，最小為-8 V。驅(qū)動芯片采用Broadcom公司的ACPL-31JT商用芯片，它是一個輸出電流2.5 A，最大開關(guān)速度250 ns的汽車級隔離性門級驅(qū)動器，具備1.9 A的主動米勒鉗位，退飽和檢測，故障保護等功能，此外，在主功率板的設(shè)計部分還通過ANSYS Q3D軟件提取了寄生參數(shù)，并在制板前，通過對器件的布局優(yōu)化，走線的優(yōu)化，銅皮差分鋪設(shè)優(yōu)化等方式進一步降低寄生參數(shù)，并最終完成主功率板的制板。主功率板的寄生參數(shù)Ld，pcb=31.65 nH，Lg，pcb=46.48 nH，Ls，pcb=9.93 nH。搭建完成的實驗平臺樣機如圖4所示。

圖4 BWPT系統(tǒng)實驗平臺樣機Fig.4 BWPT system experimental platform prototype

3.2 串?dāng)_特性的仿真實驗

在2.2節(jié)中分析了串?dāng)_問題，為驗證在BWPT系統(tǒng)中的串?dāng)_特性，本節(jié)搭建了雙向無線充電LTspice仿真模型，忽略PCB寄生參數(shù)，溫度參數(shù)不變。選取U1=U2=300 V，Vgs(on)=15 V，Vgs(off)=-4 V，Rg(on)=2.7 Ω，Rg(off)=2.7 Ω。滿功率仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 串?dāng)_波形仿真示意圖Fig.5 Crosstalk waveform simulation diagram

從仿真中可以看出，上管關(guān)斷時，Vgs1的波形串?dāng)_較為嚴(yán)重，而串?dāng)_電壓峰值是威脅BWPT系統(tǒng)變換器可靠性的關(guān)鍵，故在實驗中，通過觀察原邊的S1開關(guān)管及副邊的Q1開關(guān)管的電壓波形正負峰值來作為可靠性分析的依據(jù)。

3.3 改變門級電阻Rg(on)和Rg(off)參數(shù)的實驗

在本節(jié)，選取三種不同的門級電阻參數(shù)，運用于所有開關(guān)管，為確保變參數(shù)實驗的安全性，選取U1=U2=100 V，此時滿功率點功率為1.1 kW，半功率點功率為550 W。其余參數(shù)Vgs(on)=15 V，Vgs(off)=-4 V，Cgs，ext=3.3 nF，RRC=9.4 Ω，CRC=1 nF，CDec=1μF，死區(qū)時間100 ns。實驗結(jié)果如表1所示。

表1 改變門級電阻實驗結(jié)果Tab.1 Experiment results of variable gate resistance

由實驗數(shù)據(jù)可得，隨著門級電阻的增大，串?dāng)_電壓峰值呈減小趨勢，傳輸效率在Rg(on)=5.1 Ω，Rg(off)=2.7 Ω時取得最大。選取半功率點處的兩組數(shù)據(jù)，對比波形如圖6所示。

圖6 改變門級電阻對比實驗圖Fig.6 Comparison experiment diagram of variable gate resistance

圖6a中，較大的門級波形振蕩及串?dāng)_正峰值是造成額外損耗的原因，而圖6b中門級波形振蕩顯著改善，但也因更慢的開關(guān)速度，較最大效率點丟失了一些效率，符合先前的推論。

3.4 改變并聯(lián)電容Cgs，ext參數(shù)的實驗

在本小節(jié)，選取三種不同的Cgs，ext參數(shù)，運用于所有開關(guān)管，因上一節(jié)實驗中Rg(on)=10 Ω，Rg(off)=5.1 Ω時降低的串?dāng)_幅度較大，而丟失的損耗較小，故選取這組門級電阻參數(shù)進行本節(jié)實驗，其余參數(shù)保持不變。實驗結(jié)果如表2所示。

表2 改變并聯(lián)電容Cgs，ext實驗結(jié)果Tab.2 The experimental results of variable parallel capacitance Cgs，ext

由實驗數(shù)據(jù)可得，在柵源級并聯(lián)一個電容Cgs，ext可以有效地吸收串?dāng)_正負峰值，對正峰值的吸收效果更顯著，且對傳輸效率的影響較小，但若并聯(lián)的電容選取過大，則會影響Ciss值，使串?dāng)_負峰值不降反增。選取半功率點處的兩組數(shù)據(jù)，對比波形如圖7所示。

圖7 改變并聯(lián)電容Cgs，ext對比實驗圖Fig.7 Comparison experiment diagram of variable parallel capacitance Cgs，ext

3.5 改變RC緩沖電路參數(shù)的實驗

在本節(jié)，選取三種不同的RC緩沖電路參數(shù)，運用于所有開關(guān)管，選取Cgs，ext=3.3 nF，其余參數(shù)保持不變。實驗結(jié)果如表3所示。

表3 改變RC緩沖電路實驗結(jié)果Tab.3 Experiment results of variable RC snubber circuit

由實驗數(shù)據(jù)可得，在漏源級加入RC緩沖電路可以一定程度上降低串?dāng)_電壓的正負峰值，在開關(guān)管換相點處尤為顯著，但隨著RC緩沖電路電容取值的加大，吸收效果得到的改善效果有限，且對傳輸效率有一定影響，選取半功率點處的兩組數(shù)據(jù)，對比波形如圖8所示。

圖8 改變RC緩沖電路對比實驗圖Fig.8 Comparison experiment diagram of variable RC snubber circuit

3.6 改變母線去耦電容CDec參數(shù)的實驗

在本節(jié)，選取三種不同的直流母線去耦電容CDec參數(shù)，選取RRC=9.4 Ω，CRC=1 nF，其余參數(shù)保持不變。實驗結(jié)果如表4所示。

表4 改變并聯(lián)電容CDec實驗結(jié)果Tab.4 The experimental results of variable parallel capacitance Cgs，ext

由實驗數(shù)據(jù)可得，在功率模塊附近增加一個直流解耦電容CDec可以一定程度上降低串?dāng)_電壓的振幅，在開關(guān)換相點較為顯著，因解耦電容直接作用于寄生參數(shù)，實驗結(jié)果也表明其對傳輸效率基本沒有影響，實驗中產(chǎn)生的偏差可以認(rèn)為是誤差所致。選取半功率點處的兩組數(shù)據(jù)，對比波形如圖9所示。

圖9 改變并聯(lián)電容CDec對比實驗圖Fig.9 Comparison experiment diagram of variable parallel capacitance CDec

4 結(jié)論

本文針對雙向無線充電系統(tǒng)中變換器側(cè)損耗進行了簡要的分析，并結(jié)合SiC MOSFET的特性，對影響其開關(guān)性能的因素進行了論述及仿真驗證。最后搭建了一臺雙向無線充電系統(tǒng)樣機，對樣機進行變參數(shù)對比實驗，得到了這些參數(shù)對雙向無線充電系統(tǒng)滿功率點和半功率點下的效率及門級驅(qū)動波形串?dāng)_的影響趨勢，這對無線充電系統(tǒng)中SiC MOSFET的效率優(yōu)化及開關(guān)性能的改善具有一定指導(dǎo)意義。