劉海霞，易浩，馬向進(jìn)，樂舒瑤，孔旭東，馬培，曾宇鑫，李龍

（西安電子科技大學(xué)超高速電路設(shè)計(jì)與電磁兼容教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，陜西 西安 710071）

0 引言

隨著社會(huì)經(jīng)濟(jì)的發(fā)展和進(jìn)步，移動(dòng)通信的發(fā)展越來越快，連接無處不在，人們對(duì)高速無線通信的需求越來越高。5G 的關(guān)鍵技術(shù)包含毫米波、大規(guī)模多輸入多輸出（MIMO,multiple-in multiple-out）、智能設(shè)備等[1]。毫米波通信的到來帶來了更豐富的頻譜資源，同時(shí)也帶來了更多的難題和挑戰(zhàn)。毫米波通信具有容量大、傳輸質(zhì)量高以及保密性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，在物聯(lián)網(wǎng)通信中有非常廣闊的應(yīng)用前景[2-3]。但是，電磁波在毫米波頻段主要以直達(dá)波的形式傳播，空間衰落快，在復(fù)雜的室內(nèi)會(huì)造成傳輸損耗激增和通信空洞的現(xiàn)象，從而降低毫米波有源基站的信號(hào)覆蓋。雖然通過加載有源中繼[4-5]或者部署小型化基站的方法也能夠增強(qiáng)信號(hào)覆蓋，但是這種方法往往會(huì)帶來高額的成本、巨大的調(diào)控難度以及非必要的電磁能量泄露等。因此，如何降低通信系統(tǒng)的復(fù)雜度，同時(shí)開發(fā)出低功耗、低成本的盲區(qū)覆蓋與增強(qiáng)技術(shù)是當(dāng)今研究人員迫切需要解決的問題。近年來，研究人員嘗試使用電磁超材料技術(shù)來解決這個(gè)問題，通過在環(huán)境中部署電磁超材料，并將其作為無源微基站，改變無線通信的電磁環(huán)境和信道鏈路，從而實(shí)現(xiàn)高效的無線信號(hào)能量利用。

人工電磁媒質(zhì)也稱為電磁超材料，是一種天然材料所不具備的超常物理性質(zhì)的人工復(fù)合結(jié)構(gòu)或復(fù)合材料[6]。從本質(zhì)上講，這是一種新穎的材料設(shè)計(jì)思想，通過在材料的關(guān)鍵物理尺度上的有序結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)來突破某些表象自然規(guī)律的限制，從而獲得超常的材料功能。近年來，隨著認(rèn)知無線電技術(shù)、微電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)的發(fā)展，數(shù)字化技術(shù)被引入人工電磁媒質(zhì)領(lǐng)域，以滿足人工超材料對(duì)環(huán)境變化和應(yīng)用對(duì)象變化的適應(yīng)性要求。Cui 等[7]最早在2014 年提出數(shù)字編碼超材料和現(xiàn)場(chǎng)可編程超材料的概念，并利用空間編碼0 和1 來表征超材料，從而與信息建立聯(lián)系。人工電磁超表面可實(shí)現(xiàn)對(duì)電磁波頻率、幅度、相位、極化以及波形等參數(shù)的綜合調(diào)控[8-9]?？芍貥?gòu)技術(shù)通過加載電子器件或使用機(jī)械方法改變輻射源的輻射特性[10-11]，在同一輻射源中，天線的工作頻率、輻射方向圖和極化特性會(huì)根據(jù)外部需求靈活調(diào)整，這不僅提供了一種高效且受控的系統(tǒng)整理技術(shù)，而且滿足系統(tǒng)對(duì)應(yīng)用對(duì)象和外部環(huán)境變化的適應(yīng)性要求?；谌斯る姶懦牧?、數(shù)字超材料和可重構(gòu)超材料的研究，研究人員又將智能化的概念融入其中，使超材料具備環(huán)境自適應(yīng)動(dòng)態(tài)調(diào)整的能力，于是智能超材料技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生?？芍貥?gòu)智能超表面（RIS,reconfigurable intelligent metasurface）是一種新型人工電磁材料，與有源中繼放大信號(hào)不一樣，RIS 只是將入射波信號(hào)靈活調(diào)控到既定的區(qū)域，這樣既不會(huì)產(chǎn)生大的功耗，也不用引入新的信號(hào)源，使通信環(huán)境從物理層上增強(qiáng)了安全性，是IMT2030-6G 通信的核心技術(shù)之一[12]。

Li 等[13-15]首次提出了利用反射超表面進(jìn)行無線通信的盲區(qū)覆蓋工作，設(shè)計(jì)了由一個(gè)交叉偶極子陣列和一個(gè)印刷在介質(zhì)襯底兩側(cè)的方環(huán)頻率選擇表面（FSS,frequency selective surface）組成的頻率選擇反射面（FSR,frequency selective reflector），并將FSR 應(yīng)用于室外墻面裝置和寬帶碼分多址系統(tǒng)以消除基站和移動(dòng)用戶之間的通信盲區(qū)。通過實(shí)際鏈路計(jì)算分析，證明了FSR 在改善移動(dòng)通信城市電波環(huán)境、消除通信盲區(qū)方面的有效性。Wu 等[16]提出RIS 技術(shù)可以通過重新配置信號(hào)傳播進(jìn)而提高網(wǎng)絡(luò)性能。通過部署RIS，協(xié)助從一個(gè)接入點(diǎn)（AP,access point）到一個(gè)用戶的通信。因此，用戶同時(shí)接收到直接從AP 發(fā)送的信號(hào)和RIS 反射的信號(hào)。通過聯(lián)合優(yōu)化AP 的發(fā)射波束成形和RIS 的反射波束成形，使用戶接收的總信號(hào)功率最大。Nemati 等[17]通過隨機(jī)幾何學(xué)研究RIS 輔助的大型毫米波蜂窩網(wǎng)絡(luò)的覆蓋范圍，提出采用大規(guī)模RIS 調(diào)控主波束方向來提升5G 毫米波的通信覆蓋范圍的方案，結(jié)果表明，部署可重構(gòu)智能超表面能夠增強(qiáng)毫米波的覆蓋。Lu等[18]提出在室內(nèi)建筑常見的T 形和L 形走廊中可以利用無源反射陣完成室內(nèi)毫米波的盲區(qū)覆蓋，加載無源反射陣前后盲區(qū)信號(hào)可提高15 dB 左右。

RIS 無線通信系統(tǒng)工作示意如圖1 所示。RIS通過提供額外的視線線路（LOS,line of sight）鏈接來增加用戶接收到的信號(hào)功率，通過共同優(yōu)化AP與用戶形成的直接鏈路和AP-RIS-用戶形成的間接鏈路，最大限度地提高用戶接收到的信號(hào)功率。從上述分析可知，RIS 在無線通信應(yīng)用中具有巨大潛力，但是RIS 為了實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)波束可調(diào)，仍然需要加載大量有源器件，會(huì)導(dǎo)致成本和功耗的增加。為了解決這一問題，本文提出一種無源RIS，不僅保留RIS 的優(yōu)勢(shì)，還具有低成本、低功耗、低復(fù)雜度的優(yōu)點(diǎn)。為了驗(yàn)證無源RIS 在實(shí)際情況下對(duì)室內(nèi)盲區(qū)信號(hào)覆蓋的有效性，本文先采用無源RIS 進(jìn)行室內(nèi)盲區(qū)覆蓋實(shí)驗(yàn)，證實(shí)無源微帶反射超表面在實(shí)際使用的可行性，再采用無源RIS 對(duì)毫米波盲區(qū)可重構(gòu)覆蓋進(jìn)行驗(yàn)證。

圖1 RIS 無線通信系統(tǒng)工作示意

本文的主要內(nèi)容如下。首先，從微帶反射陣工作原理入手，設(shè)計(jì)一種基于比特量化原理的無源RIS，通過無源編碼和拼接原理實(shí)現(xiàn)RIS 可重構(gòu)特性，既能保留無源反射陣的低成本優(yōu)勢(shì)，又能在一定程度上實(shí)現(xiàn)RIS 口徑和波束同時(shí)可重構(gòu)，滿足不同場(chǎng)景的應(yīng)用需求。其次，構(gòu)建無線通信場(chǎng)景研究無線信號(hào)的傳輸盲區(qū)增強(qiáng)問題，通過設(shè)計(jì)和部署無源微帶反射超表面，在所構(gòu)建場(chǎng)景中進(jìn)行測(cè)試來驗(yàn)證無源RIS 在無線信號(hào)覆蓋盲區(qū)增強(qiáng)方面的能力，并說明無源RIS 在盲區(qū)覆蓋實(shí)際應(yīng)用中的有效性。最后，在上述實(shí)驗(yàn)以及理論基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)針對(duì)常見L形走廊的無源RIS，進(jìn)一步對(duì)場(chǎng)景進(jìn)行建模仿真，設(shè)計(jì)雙層十字交叉振子無源RIS，驗(yàn)證無源RIS 在毫米波無線信號(hào)覆蓋盲區(qū)增強(qiáng)方面的效果。

1 RIS 的設(shè)計(jì)原理

1.1 反射超表面工作原理

反射超表面由人工反射超表面單元結(jié)構(gòu)按照一定規(guī)則排布形成。在介質(zhì)板的上表面蝕刻超表面單元，下表面覆蓋金屬，就構(gòu)成了典型的反射單元。反射超表面具有高增益、低剖面以及設(shè)計(jì)簡(jiǎn)便等優(yōu)點(diǎn)。反射超表面的工作原理如圖2 所示。當(dāng)饋源發(fā)出的入射波照射到反射超表面的單元時(shí)，各個(gè)單元接收入射波并經(jīng)過特定的相位時(shí)延后形成再次輻射。由于從饋源到各個(gè)反射超表面單元的傳播路徑不同，所造成的空間相位時(shí)延也不同，因此會(huì)造成再次輻射時(shí)的方向圖紛繁不同。為了在遠(yuǎn)場(chǎng)形成良好的預(yù)定主波束輻射方向圖，基于陣列天線基本理論，各個(gè)單元需要對(duì)空間中的不同相位時(shí)延進(jìn)行補(bǔ)償，從而得到特定需求方向上的相位同相疊加，產(chǎn)生特定波束。通過調(diào)節(jié)反射超表面單元的尺寸和相對(duì)旋轉(zhuǎn)角度等參數(shù)，可以調(diào)節(jié)反射超表面口徑面上的相位分布，使各個(gè)單元處的入射波得到對(duì)應(yīng)的相位補(bǔ)償，從而產(chǎn)生預(yù)定的主波束。

圖2 反射超表面的工作原理

M×N的反射超表面形成預(yù)定主波束的關(guān)鍵在于各個(gè)單元補(bǔ)償相位的計(jì)算，正確的補(bǔ)償相位將會(huì)在預(yù)定方向形成高增益或特定成形的主波束。如圖2 所示，假設(shè)超表面單元處于z=0的平面上，口徑面上的第i行第j列的單元中心坐標(biāo)為(xi ,yj,0)，其與原點(diǎn)的相對(duì)位置為；饋源中心坐標(biāo)為(xf,yf,zf)，其與原點(diǎn)的相對(duì)位置為因此反射電場(chǎng)的計(jì)算式為

其中，A為超表面的單元輻射方向圖函數(shù)，F(xiàn)為饋源的方向圖函數(shù)，φR為每個(gè)單元的補(bǔ)償相位，為天線的主波束方向。當(dāng)反射波束指向?yàn)椋é?,φ0）時(shí)，總的傳播路徑之差Δl可表示為

那么Δl對(duì)應(yīng)的相位時(shí)延φl可表示為

其中，n為大于或等于0 的整數(shù)，最終得到每個(gè)單元的補(bǔ)償相位φR為

1.2 無源RIS 設(shè)計(jì)理論

1.2.1可重構(gòu)反射超表面相位量化原理

反射超表面中提出了補(bǔ)償相位，通過調(diào)整單元尺寸改變單元反射相位，從而對(duì)空間中的出射電磁波實(shí)現(xiàn)相位補(bǔ)償，可實(shí)現(xiàn)經(jīng)典的筆形波束出射。普通的反射超表面雖然可以提供筆形波束出射，但是不能實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)的波束調(diào)控，因此可重構(gòu)反射超表面應(yīng)運(yùn)而生?；诜瓷涑砻娴难a(bǔ)償相位特征，研究者提出相位量化原理。平面反射超表面中每一個(gè)反射單元的相位都是連續(xù)變化的，由式(5)可以算出微帶反射陣中每一個(gè)單元需要補(bǔ)償?shù)南辔?，通過在單元表面加載N個(gè)電控元件，可以得到2N個(gè)相位，即實(shí)現(xiàn)Nbit。對(duì)于1 bit 相位量化，只有0°和180°這2 個(gè)相位，通過式(6)可以完成相位量化。

基于1 bit 相位量化技術(shù)，相位量化可以從1 bit擴(kuò)展到2 bit，甚至更多，相位量化的比特越多，意味著精度越高，這就需要產(chǎn)生更大的自由度來控制電磁波。但是隨著比特?cái)?shù)的增多，直流偏置控制電路的復(fù)雜度以及成本也會(huì)隨之上升，對(duì)于不同場(chǎng)景，需要綜合考慮。

1.2.2基于比特相位量化的無源可拼接超表面設(shè)計(jì)理論

對(duì)于波束在方位面指向?yàn)棣萢的平面反射超表面，超表面上各單元的相位梯度pg為

對(duì)于平面波激勵(lì)的筆形波束或成形波束，由式(7)可知，波束指向θa由相位梯度pg決定。假設(shè)有2 種具有不同相位梯度的子陣，分別用1 bit 相位量化原理中的數(shù)字符號(hào)0 和1 表示，其中，0 的相位梯度為，波束指向?yàn)棣萢0；1 的相位梯度為pg1，波束指向?yàn)棣萢1。根據(jù)插值理論，利用若干0 和1 的組合可以得到等效相位梯度pgi的陣列，其中，pgi的變化范圍為[pg0,pg1]。由于等效相位梯度pgi發(fā)生變化，波束指向θai理論上可以得到[θa0,θa1]范圍內(nèi)的任意值。為了確定波束指向?yàn)棣萢i的子陣拼接方式，本文提出平均相位梯度原則。假設(shè)陣列由M個(gè)子陣0 和N個(gè)子陣1 構(gòu)成，那么陣列可以記為行向量V，V中包含N個(gè)元素0 和M個(gè)元素1。拼接后陣列的總移相量為ψall

平均相位梯度定義為

其中，L(V) 為陣列沿方位向的物理長度。要使波束指向?yàn)棣萢i，需根據(jù)式(10)和式(11)使逼近誤差ε足夠小，則可以認(rèn)為通過M個(gè)子陣0 和N個(gè)子陣1構(gòu)造陣列V使波束指向期望值θai。

需要注意的是，由式(11)可知，如果存在解M0和N0，那么一定存在解kM0和kN0，因此規(guī)定取最小值時(shí)的向量V為最小向量Vmin。為了滿足周期性原則，V由K個(gè)Vmin拼接而成

對(duì)于最小向量Vmin，當(dāng)M0＞1 和N0＞1 時(shí)，Vmin具有多種0 和1 的排列組合方式。取K=2，通過陣列方向圖公式計(jì)算理論方向圖，選取波束指向誤差以及副瓣最小的組合方式。通過無源子陣拼接方式，取一個(gè)周期內(nèi)的陣元為子陣，通過拼接多個(gè)子陣，可以使超表面陣列擴(kuò)展至任意期望口徑，同時(shí)保持相位梯度和波束指向不變。因此，這種無源RIS技術(shù)不但具有RIS 的可重構(gòu)和智能化功能，即可以根據(jù)外部環(huán)境的變化實(shí)時(shí)拼接超表面陣列，從而實(shí)現(xiàn)可重構(gòu)的陣列口徑、可重構(gòu)的波束指向和可重構(gòu)的波束成形，而且是完全無源的設(shè)計(jì)，可進(jìn)行大規(guī)模實(shí)施，具有低成本、低功耗、低復(fù)雜度的優(yōu)點(diǎn)。

2 基于無源RIS 的室內(nèi)無線信號(hào)覆蓋

2.1 基于無源RIS 的室內(nèi)盲區(qū)覆蓋方案

本文采用常用的5.8 GHz Wi-Fi 信號(hào)來驗(yàn)證基于無源RIS 的室內(nèi)通信盲區(qū)覆蓋實(shí)驗(yàn)。采用無線電波傳播與無線網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃領(lǐng)域內(nèi)的標(biāo)準(zhǔn)軟件工具WinProp 對(duì)復(fù)雜的室內(nèi)場(chǎng)景進(jìn)行建模分析，在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)無源RIS 并加工測(cè)試，實(shí)地測(cè)試架設(shè)超表面前后室內(nèi)無線信號(hào)功率分布，以此驗(yàn)證無源RIS對(duì)室內(nèi)信號(hào)盲區(qū)覆蓋的有效性。

2.1.1室內(nèi)場(chǎng)景建模與分析

復(fù)雜室內(nèi)場(chǎng)景下的無線通信有多徑傳播[19]的特征。這些場(chǎng)景中的主要傳播除了直射外，還包括建筑物墻壁上的多次反射以及繞射。本文采用Winprop 構(gòu)建室內(nèi)場(chǎng)景模型，仿真對(duì)比加載無源RIS前后室內(nèi)Wi-Fi 信號(hào)功率覆蓋情況。一般情況下，建筑材料不同、厚度不同以及信號(hào)頻率不同，傳輸損耗也不同。根據(jù)實(shí)際場(chǎng)景的材料尺寸構(gòu)建3D 模型，將建好的3D 模型導(dǎo)入Winprop 中進(jìn)行信號(hào)傳播仿真。Winprop 軟件采用的傳播模型需要考慮建模對(duì)象的3D 數(shù)據(jù)，并在三維環(huán)境中計(jì)算，通過一致性繞射理論、反射的菲涅尓系數(shù)以及經(jīng)驗(yàn)相互作用模型來計(jì)算沿射線的路徑損失。根據(jù)環(huán)境不同、工作頻率不同，需要在Winprop 中選擇不同模式的傳播模型進(jìn)行仿真分析。

經(jīng)驗(yàn)傳播模型示意如圖3 所示，其根據(jù)收集的部分特征數(shù)據(jù)和路徑損耗公式，預(yù)測(cè)信號(hào)功率分布情況。這種模型的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單快速，多數(shù)應(yīng)用在大型的室外環(huán)境下，可以進(jìn)行快速有效的大范圍信號(hào)傳播分布預(yù)測(cè)，計(jì)算發(fā)射源到接收點(diǎn)的直線路徑損耗，從而預(yù)測(cè)整個(gè)區(qū)域的信號(hào)功率分布。經(jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ鸵矔?huì)針對(duì)環(huán)境變化加入不同的環(huán)境特征，例如森林植被密度、樓層墻體數(shù)目等。但是由于通信區(qū)域劃分得越來越小，各個(gè)通信環(huán)境之間的相似性越來越低，需要針對(duì)特定區(qū)域進(jìn)行精確的電波預(yù)測(cè)模型，例如，室內(nèi)住宅中墻體障礙物分布沒有規(guī)律，也沒有統(tǒng)一度量單位，經(jīng)驗(yàn)傳播模型并不適用于預(yù)測(cè)所有場(chǎng)景的信號(hào)分布。

圖3 經(jīng)驗(yàn)傳播模型示意

射線追蹤模型示意[20]如圖4 所示。這種模型是一種確定性建模方法。首先，根據(jù)障礙物分布特點(diǎn)，運(yùn)用幾何光學(xué)理論、一致性繞射理論將輻射源發(fā)出的信號(hào)等效為射線；然后，對(duì)每條射線進(jìn)行路徑跟蹤，在遇到散射體時(shí)按反射、繞射或散射等物理機(jī)制進(jìn)行電磁場(chǎng)計(jì)算；最后，在接收點(diǎn)處將各個(gè)到達(dá)的射線綜合，定量計(jì)算出信號(hào)到達(dá)接收點(diǎn)的幅度、時(shí)延以及瞬時(shí)相位，從而實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)的傳播預(yù)測(cè)[19]。射線追蹤模型可以有效克服經(jīng)驗(yàn)傳播模型的局限性，根據(jù)具體環(huán)境特征，其將對(duì)目標(biāo)區(qū)域信號(hào)強(qiáng)度有所貢獻(xiàn)的直射射線、反射射線以及繞射射線等綜合疊加，是一種精度較高的信號(hào)傳播模型。

圖4 射線追蹤模型示意

當(dāng)頻率較高時(shí)，電磁波特性與光特性相似，采用射線追蹤模型將數(shù)百條射線綜合疊加更符合信號(hào)傳播的實(shí)際情況。當(dāng)頻率較低時(shí)，在Wi-Fi 頻段（5.8 GHz和2.4 GHz），數(shù)百條射線中的2～3 條射線就貢獻(xiàn)了90%以上的信號(hào)功率，這種情況下只需疊加這些主導(dǎo)路徑射線功率強(qiáng)度就能達(dá)到較高精度。對(duì)于無線電覆蓋的預(yù)測(cè)，分析室內(nèi)Wi-Fi 信號(hào)覆蓋時(shí)可以選擇采用主導(dǎo)路徑模型（DPM,dominant path model）。

室內(nèi)無線信號(hào)功率分布和射線尋跡如圖5 所示。在DPM 下，選定室內(nèi)住宅場(chǎng)景對(duì)室內(nèi)Wi-Fi信號(hào)分布進(jìn)行分析。路由器等效為一個(gè)輻射源，放置在圖5 中所示位置，設(shè)置發(fā)射功率為20 dBm。當(dāng)區(qū)域信號(hào)功率強(qiáng)度大于-80 dBm 時(shí)，用戶可以接收到Wi-Fi 信號(hào)，其中A 房間與B 房間信號(hào)功率強(qiáng)度已經(jīng)低于-80 dBm，無法正常接收Wi-Fi 信號(hào)，屬于通信網(wǎng)絡(luò)的盲區(qū)。由圖5 可知，A 房間與B 房間無法接收到信號(hào)源的直接信號(hào)，這是因?yàn)樾盘?hào)源發(fā)出的信號(hào)經(jīng)過數(shù)次折射或反射到達(dá)A房間與B房間時(shí)已經(jīng)非常微弱，難以正常接收。

圖5 室內(nèi)無線信號(hào)功率分布和射線尋跡

為了驗(yàn)證仿真的正確性，對(duì)該場(chǎng)景下的實(shí)際Wi-Fi 信號(hào)分布進(jìn)行采樣測(cè)試，如圖6(a)所示，其中，Site 表示輻射源位置。由圖6(a)可知，實(shí)際Wi-Fi 信號(hào)分布與仿真基本一致。實(shí)測(cè)信號(hào)功率分布與仿真相比最大差值不超過5 dBm，這是由Wi-Fi 信號(hào)波動(dòng)以及實(shí)際住宅內(nèi)堆砌的家具雜物等導(dǎo)致的，如圖6(b)所示，由此可見采用DPM 仿真的有效性。

圖6 室內(nèi)無線信號(hào)實(shí)測(cè)與仿真信號(hào)功率對(duì)比

基于上述室內(nèi)Wi-Fi 信號(hào)覆蓋情況，由圖5 可知，A 房間與 B 房間處于非視距（NLOS,non-line-of-sight）區(qū)域，無法直接接收到路由器的信號(hào)，信號(hào)覆蓋所要求的最低功率為-75 dBm。因此，可通過安裝反射超表面來實(shí)現(xiàn)Wi-Fi 信號(hào)定向覆蓋增強(qiáng)。如圖7 所示，通過合理設(shè)置反射超表面的位置以及口徑大小，將信號(hào)源部分信號(hào)按照一定角度θre反射到非視距區(qū)域，從而消除覆蓋盲區(qū)。

圖7 反射超表面在室內(nèi)場(chǎng)景的布置示意

針對(duì)圖7 中的輻射源位置，設(shè)定無源RIS，如圖7 中白色區(qū)域所示，距離輻射源Site12.2 m。采用等效源模型，在Winprop 中輻射源設(shè)置通過導(dǎo)入天線輻射方向圖并設(shè)置輸入功率或者等效全向輻射功率（EIRP,equivalent isotropica radiated power）實(shí)現(xiàn)。反射超表面作為等效輻射源的等效EIRP 可表示為

其中，RCSA(θ,φ)表示天線RCS 方向圖，TBS_EIRP表示信號(hào)源發(fā)射功率，d表示信號(hào)源到超表面的距離。采用等效輻射源模式，設(shè)置反射超表面的EIRP并導(dǎo)入Wi-Fi 天線輻射方向圖。為了同時(shí)增強(qiáng)A 房間與B 房間的整體Wi-Fi 信號(hào)功率，將無源RIS 放置在不同位置進(jìn)行對(duì)比分析。這種應(yīng)用也可以等效于采用不同的子陣拼接來實(shí)現(xiàn)波束方向的可重構(gòu)控制。

圖8為反射超表面安裝在不同位置時(shí)的信號(hào)功率分布對(duì)比。以圖8(c)為例，在主客廳墻面上安裝一個(gè)無源RIS，信號(hào)源距超表面的距離為2.2 m，無源超表面將部分信號(hào)反射到NLOS 區(qū)域，可使盲區(qū)信號(hào)功率提升。為了滿足信號(hào)覆蓋所要求的最低功率為-75 dBm，由式(13)可知，無源RIS 陣列的方向性需達(dá)到26 dB 以上。為了進(jìn)一步驗(yàn)證室內(nèi)Wi-Fi 信號(hào)覆蓋方案的有效性，對(duì)反射超表面陣列進(jìn)行加工實(shí)測(cè)。

圖8 反射超表面安裝在不同位置時(shí)的信號(hào)功率分布對(duì)比

2.1.2無源RIS 的設(shè)計(jì)與實(shí)測(cè)

基于1.1 節(jié)中的平面反射超表面的工作原理，設(shè)計(jì)無源RIS 單元和陣列如圖9 所示。本文采用改進(jìn)型的十字結(jié)構(gòu)作為反射超表面的單元，這種結(jié)構(gòu)通過引入多諧振模式，相移范圍大，頻點(diǎn)之間反射相位曲線平行度較高，比較適用于寬帶工作。在高頻結(jié)構(gòu)仿真軟件（HFSS,high frequency structure simulator）中建立的反射單元模型結(jié)構(gòu)如圖9(a)所示，通過內(nèi)部十字的尺寸控制相移，仿真得到的反射相位曲線如圖9(b)所示。由圖9(b)可知，相移范圍大于350°。

圖9 無源RIS 單元和陣列

實(shí)際場(chǎng)景應(yīng)用時(shí)，信號(hào)源距離超表面陣列為2.2 m，入射信號(hào)以平面波入射，工作頻率為5.8 GHz。因此，設(shè)計(jì)平面波入射情況下口徑為476 mm×442 mm 的無源RIS 陣列，如圖10 所示。RIS 的入射角為47°，要求反射主波束方向?yàn)?°，方向性系數(shù)為29.4 dBi，超表面的輻射方向圖特性如圖11 所示，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖10 無源RIS 陣列

圖11 超表面的輻射方向圖特性

在微波暗室中對(duì)該無源RIS 進(jìn)行測(cè)試，測(cè)試場(chǎng)景如圖12 所示。在微波暗室中進(jìn)行測(cè)試時(shí)，采用喇叭饋源入射作為驗(yàn)證，饋源喇叭離陣面40 cm，將喇叭作為輻射源，并與實(shí)際測(cè)試結(jié)果對(duì)比，結(jié)果如圖13 所示。由圖13 可知，仿真與測(cè)試結(jié)果吻合良好，其性能滿足設(shè)計(jì)要求。

圖12 無源RIS 微波暗室測(cè)試場(chǎng)景

圖13 無源RIS 輻射方向圖實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果對(duì)比

進(jìn)一步驗(yàn)證基于無源RIS 室內(nèi)盲區(qū)覆蓋方案的有效性，對(duì)上述Winprop 中加載無源反射面的室內(nèi)盲區(qū)覆蓋仿真內(nèi)容進(jìn)行實(shí)際測(cè)試，驗(yàn)證實(shí)際場(chǎng)景中加載無源RIS 前后無線信號(hào)功率分布變化是否與仿真結(jié)果一致。按照?qǐng)D14 所示采樣路徑，采用工作在5.8 GHz 的標(biāo)準(zhǔn)增益喇叭天線作為發(fā)射器和接收器，發(fā)射端采用線纜將信號(hào)發(fā)生器連接發(fā)射喇叭作為信號(hào)發(fā)射源，接收端采用線纜將接收喇叭連接頻譜分析儀記錄接收信號(hào)。仿真中設(shè)置的信號(hào)源發(fā)射信號(hào)功率為20 dBm，但考慮到喇叭增益以及線纜損耗，實(shí)際設(shè)置的信號(hào)發(fā)生器的發(fā)射功率為

圖14 測(cè)試路徑

其中，Tx-EIRP=20 dBm 為發(fā)射端的發(fā)射功率，PS為信號(hào)源輸出功率，PG為發(fā)射喇叭的增益，Lloss1為發(fā)射端的線纜1 的損耗。信號(hào)覆蓋所要求的最低功率為-75 dBm。

測(cè)試場(chǎng)景如圖15 所示。收集采樣點(diǎn)信號(hào)功率，對(duì)比喇叭作為發(fā)射源時(shí)Winprop 仿真結(jié)果，實(shí)測(cè)加載無源RIS 前后采樣點(diǎn)信號(hào)功率與仿真結(jié)果基本一致，部分采樣點(diǎn)實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果有差異，但最大差異不超過3 dBm，如圖16 所示。從圖16 可以看出，采樣點(diǎn)靠近信號(hào)源（采樣點(diǎn)1～采樣點(diǎn)6）時(shí)信號(hào)提升3～5 dBm，這是因?yàn)椴蓸狱c(diǎn)靠近信號(hào)源，接收到的主要是信號(hào)源的直接信號(hào)；采樣點(diǎn)遠(yuǎn)離信號(hào)源（采樣點(diǎn)7～采樣點(diǎn)13）進(jìn)入NLOS 區(qū)時(shí)，信號(hào)功率提升10～13 dBm，這時(shí)從信號(hào)源直接接收到的信號(hào)減弱，從RIS 反射過來的信號(hào)成為接收信號(hào)的主導(dǎo)信號(hào)。在A 房間與B 房間內(nèi)進(jìn)行采樣時(shí)，信號(hào)功率有15～23 dBm 的大幅度提升，由于B 房間距離源有5 道墻，A 房間在住宅角落處，因此發(fā)射源的信號(hào)難以直接進(jìn)入這2 個(gè)房間，接收到的信號(hào)主要由反射陣表面反射。從仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果可以看到，在室內(nèi)環(huán)境中，加載無源RIS，可以有效調(diào)控?zé)o線通信的信道，消除通信盲區(qū)。

圖15 測(cè)試場(chǎng)景

圖16 加載無源RIS 前后采樣點(diǎn)信號(hào)功率

2.2 基于無源RIS 的毫米波室內(nèi)盲區(qū)覆蓋方案

由2.1 節(jié)實(shí)驗(yàn)可知，無源反射面可以有效調(diào)控?zé)o線信號(hào)的室內(nèi)盲區(qū)覆蓋，這不僅說明了無源RIS 在實(shí)際室內(nèi)無線通信應(yīng)用中的有效性，也說明了無源RIS在無線信號(hào)的盲區(qū)覆蓋中的可行性，此外，Winprop的室內(nèi)信號(hào)分布仿真與實(shí)際吻合度較好，因此本節(jié)采用Winprop 對(duì)基于無源RIS 的毫米波室內(nèi)盲區(qū)覆蓋增強(qiáng)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行仿真分析，在典型L 形走廊場(chǎng)景中，驗(yàn)證無源RIS 的毫米波室內(nèi)盲區(qū)覆蓋增強(qiáng)效果。

2.2.1場(chǎng)景建模與分析

本文以室內(nèi)典型的L 形走廊場(chǎng)景為例，在實(shí)際的L 形走廊通信場(chǎng)景中，由自身的毫米波有源基站發(fā)出的電波受到傳輸損耗與遮擋效應(yīng)，往往無法覆蓋整個(gè)走廊，從而形成通信盲區(qū)。為了解決這種問題，可以采用無源RIS 接收有源基站的來波，并以不同的角度反射到走廊中，通過增加直射路徑來有效覆蓋原先的通信盲區(qū)，如圖17 所示。

圖17 L 形走廊毫米波通信補(bǔ)盲場(chǎng)景射線循跡示意

2.2.2無源RIS 可拼接設(shè)計(jì)

針對(duì)實(shí)際樓層中最常見的L 形走廊場(chǎng)景進(jìn)行建模，實(shí)際走廊場(chǎng)景如圖18 所示。走廊寬度為2.07 m，高度為3.8 m，長度為33.7 m。為了使大多數(shù)L 形走廊實(shí)現(xiàn)盲區(qū)覆蓋，設(shè)定無源RIS 可實(shí)現(xiàn)的波束重構(gòu)范圍滿足[40°,60 °]。

圖18 實(shí)際走廊場(chǎng)景

無源RIS 由具有不同相位梯度的2 種子陣組成，采用比特概念用0 表示指向?yàn)榉轿幻姒萢0的均勻相位梯度子陣，用1 表示指向?yàn)榉轿幻?1aθ的均勻相位梯度子陣。子陣各單元沿方位面的相位變化范圍剛好為一個(gè)相位周期，即從第一個(gè)陣元到下一周期的第一個(gè)陣元的相位變化為2π，子陣各單元沿俯仰方向相位變化為0，即各單元沿俯仰向保持相同。根據(jù)平均相位梯度原理，將MS個(gè)子陣0 與NS個(gè)子陣1 進(jìn)行有序排列，組成反射陣陣列中最小周期行向量Vmin，其中，MS和NS是大于或等于0 的整數(shù)。為了使該最小周期行向量Vmin在頻率為f時(shí)主波束指向?yàn)棣?，根?jù)具體應(yīng)用場(chǎng)景，以最小周期行向量Vmin為單位分別在陣列的俯仰面和方位面進(jìn)行擴(kuò)展，達(dá)到重構(gòu)超表面口徑的目的。改變子陣排列順序可以使面陣的方位面波束指向θ在[θa0,θa1]變化，從而達(dá)到重構(gòu)波束指向的目的。為了使RIS 的重構(gòu)波束指向變化范圍滿足[40°,60°]，子陣0 和1 的波束指向應(yīng)分別選擇在40°和60°附近。綜上所述，最終設(shè)計(jì)中心工作頻率為28 GHz 時(shí)，反射波束指向θa1=41.7°的子陣0，反射波束指向θa2=62°的子陣1。無源RIS 子陣0 和1 的參數(shù)如表1 所示。

表1 無源RIS 子陣0 和1 的參數(shù)

無源RIS 子陣單元采用雙層十字交叉振子，單元結(jié)構(gòu)如圖19 所示。單元設(shè)計(jì)中心頻率為28 GHz，單元周期為4 mm，子陣結(jié)構(gòu)如圖20 所示。

圖19 無源RIS 單元結(jié)構(gòu)

圖20 無源RIS 子陣0 和子陣1 的可拼接結(jié)構(gòu)

為了驗(yàn)證無源RIS 能否實(shí)現(xiàn)波束可重構(gòu)，設(shè)計(jì)陣列波束指向?yàn)?5°。由式(11)可知，當(dāng)4 個(gè)子陣0與一個(gè)子陣1 組成最小行向量Vmin時(shí)，通過陣列天線方向圖理論和平均相位梯度原理計(jì)算Vmin的理論波束指向如圖21 所示。由圖21 可知，5 種排列方式的最大誤差ε′=0.6°，在毫米波通信補(bǔ)盲應(yīng)用中，盲區(qū)主要靠無源RIS 主波束的多次反射進(jìn)行覆蓋，因此這個(gè)誤差不會(huì)影響補(bǔ)盲效果。將5 種排列方式進(jìn)行對(duì)比，綜合考慮波束指向和副瓣電平，選取Vmin=[0 0 0 10]，Vmin方向圖的理論計(jì)算結(jié)果和全波仿真結(jié)果吻合良好。

圖21 波束指向?yàn)?5°時(shí)的理論波束指向

為了進(jìn)一步驗(yàn)證平均相位梯度原則估算波束指向的有效性，表2 給出了5 組不同向量V波束指向的理論計(jì)算結(jié)果和全波仿真結(jié)果。這5 組向量V的波束指向理論值分別為41.7°、44.8°、49.3°、56°、62.3°，基本能滿足[40°,60°]的波束指向可重構(gòu)范圍。從表2 中可以看出，理論計(jì)算結(jié)果與HFSS仿真結(jié)果的最大偏差僅為0.3°。因此，對(duì)于圖20所示子陣，利用平均相位梯度原則可有效估算可拼接陣列的波束指向。

表2 5 組不同向量V 波束指向的理論計(jì)算結(jié)果和全波仿真結(jié)果

基于2.2.1 節(jié)的L 形走廊模型，通過對(duì)比計(jì)算之后選擇加載波束指向?yàn)?45°的無源 RIS。在WinProp 中分別對(duì)未加載無源RIS 以及加載無源RIS 的情況進(jìn)行仿真分析，用喇叭模擬基站入射的情況，其信號(hào)功率分布如圖22 所示。設(shè)定信號(hào)覆蓋所要求的最低功率為-90 dBm，在未加載無源RIS 時(shí)，信號(hào)不能完整覆蓋走廊，盲區(qū)約為25 m；在加載無源RIS 后，走廊的信號(hào)覆蓋功率均大于-90 dBm，說明加載無源RIS 對(duì)盲區(qū)覆蓋有效。針對(duì)不同長度的走廊和不同類型的室內(nèi)場(chǎng)景，可根據(jù)具體場(chǎng)景改變無源RIS 子陣排布方式，即可實(shí)現(xiàn)不同區(qū)域信號(hào)覆蓋，本文只需設(shè)計(jì)2 種通用型的超表面子陣即可覆蓋用戶所有需求，還可應(yīng)用到無線攜能通信系統(tǒng)[21-22]，對(duì)無源RIS 低成本和低碳應(yīng)用具有重要意義。

圖22 未加載無源RIS 以及加載無源RIS 的信號(hào)功率分布

3 結(jié)束語

本文提出了基于無源RIS 在室內(nèi)無線通信盲區(qū)覆蓋和信號(hào)增強(qiáng)的應(yīng)用研究。首先闡述了RIS 技術(shù)的主要技術(shù)手段以及應(yīng)用場(chǎng)景。通過對(duì)現(xiàn)有研究的調(diào)研發(fā)現(xiàn)，RIS 技術(shù)在硬件研究以及算法實(shí)現(xiàn)上都有較大突破，但是在實(shí)際應(yīng)用中，有源RIS 陣面上集成的大量PIN 二極管或變?nèi)荻O管等器件使其成本和功耗增加、產(chǎn)生非線性效應(yīng)等，這為RIS 系統(tǒng)進(jìn)一步實(shí)際落地帶來新的問題和挑戰(zhàn)。為了既保留RIS 波束可調(diào)等優(yōu)勢(shì)，又保證低成本、低功耗、低復(fù)雜度的優(yōu)點(diǎn)，本文提出一種基于比特量化原理的可拼接無源RIS。為了驗(yàn)證這種無源RIS 在實(shí)際盲區(qū)覆蓋應(yīng)用的可行性，首先采用無源RIS 對(duì)典型室內(nèi)區(qū)域進(jìn)行定向覆蓋實(shí)驗(yàn)，在仿真基礎(chǔ)上制作實(shí)物并測(cè)試超表面對(duì)實(shí)際室內(nèi)的無線信號(hào)覆蓋效果。在驗(yàn)證了無源RIS 在室內(nèi)信號(hào)覆蓋中的有效性后，設(shè)計(jì)了基于比特量化技術(shù)的無源RIS。通過仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果表明，無源RIS 可通過子陣拼接的方式實(shí)現(xiàn)超表面陣列口徑可重構(gòu)、反射波束方向可重構(gòu)，以及波束成形可重構(gòu)等特性，從而實(shí)現(xiàn)無線信道的可重構(gòu)。同時(shí)，在典型的L 形走廊模型中進(jìn)行了加載毫米波無源RIS 前后的仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)比，從結(jié)果可以看出，無源RIS 在室內(nèi)對(duì)無線信號(hào)覆蓋的增強(qiáng)效果顯著，這為RIS 在5G/6G 無線通信中的應(yīng)用奠定了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。