陳洪興

(中國船舶集團有限公司 第七一五研究所,浙江 杭州 310023)

0 引 言

比例電磁閥一般可以分為兩類，即無反饋型比例電磁閥和反饋型比例電磁閥。

反饋型比例閥是借鑒伺服閥的反饋控制發(fā)展而來。其反饋一般可以分為三類，即流量反饋、位移反饋和力反饋,其精度可以由反饋來調整。

對于無反饋型比例電磁閥,由于比例電磁閥的固有特性,在比例電磁閥死區(qū)附近,放大器的輸入/輸出存在明顯的非線性性,且隨比例電磁閥閥塊溫度的變化,閥塊線圈內阻會產(chǎn)生變化,在比例閥放大器的輸入控制值固定時,輸出電流也會產(chǎn)生變化。

在比例閥放大器非線性控制算法的補償控制策略等方面,不少研究人員都開展了研究。

張佳旭等人[1]研究的衰減式位置指令跳躍的補償策略、PRATUMSUWAN P等人[2]研究的模糊控制策略、BESSA W M等人[3]研究的滑膜結構策略等,都是針對有閥芯位移傳感器放大器的補償策略,較好地解決了有閥芯位移反饋放大器的非線性控制問題。而在實際應用中,大量采用了無閥芯位移傳感器的比例閥,如何處理無位移傳感器的比例閥死區(qū)附近比例閥放大器的非線性問題,提高其控制性能,是比例閥控制領域面臨的一個挑戰(zhàn)[4]。

謝建等人[5]研究了死區(qū)問題及不同溫度對電液比例閥控制性能的影響,對于死區(qū)問題,提出了定值補償、變幅值補償及信號提前切換補償方法,以便于較快速通過死區(qū),相對減小死區(qū)的不良影響;但沒有根本上解決放大器輸入/輸出間的非線性關系，針對溫度影響,該研究只是提出了電流反饋跟蹤的控制方法,并沒有與死區(qū)附近的非線性性聯(lián)合考慮解決方案。胡瑢華等人[6]研究了流量與控制值的關系,利用MATLAB圖像處理工具,對流量特性曲線進行了數(shù)據(jù)采樣,根據(jù)采樣值進行了擬合,得出了函數(shù),在控制系統(tǒng)中利用逆函數(shù)進行了控制值補償;但其函數(shù)的構造難度大,且影響流量因素較多。吳強等人[7]研究了放大器輸入控制值與比例閥流量差的關系,利用流量差來補償控制值,提出了無須位移反饋的線性死區(qū)補償策略,通過試驗發(fā)現(xiàn)了該策略雖然能夠減小比例方向閥輸出流量死區(qū),但會出現(xiàn)流量提前飽和的問題。吉星宇等人[8]基于閥的進、出口壓差和放大器輸入電壓信號的關系,設計了能夠進行死區(qū)補償?shù)碾p線性插值補償策略,利用雙線性插值計算輸出校正后的電壓值代替放大器原輸入電壓值,以此來調節(jié)比例方向閥閥口開度,補償死區(qū),從而解決了由死區(qū)引起的非線性等問題;但其運算量較大,控制過程較復雜。SELMIC R R等人[9]采用神經(jīng)網(wǎng)絡方法,對未知死區(qū)進行了補償,其采用了兩個神經(jīng)網(wǎng)絡(一個用于估計死區(qū)參數(shù),另一個神經(jīng)網(wǎng)絡提供自適應補償),該方法極大提高了控制系統(tǒng)的復雜度。

以上各種研究都是停留在基于各類算法或系統(tǒng)的流量、壓力等反饋對放大器輸入值的補償上,而對于放大器與比例閥組成的單元本身輸入/輸出的非線性性問題,未能根本地加以解決。

康永玲[10]提出了通過對控制器輸出的脈寬調制信號(pulse width modulation,PWM)進行比例-積分-微分(proportion integration differentiation,PID)調節(jié),以此來對輸出電流進行實時跟蹤的補償方法,這種基于放大器內部電流輸出采樣反饋跟蹤的比例-積分(proportion integration,PI)放大器,解決了比例閥導致的放大器輸入/輸出的非線性性問題,可以使輸出電流與期望電流一致;但其階躍響應時間需要0.8 s。

因此,這種電流實時跟蹤補償型放大器問題在于PID的參數(shù)整定較繁瑣[11],容易存在電流過沖或電流建立緩慢的問題。

對于無閥芯位移等外置反饋的比例電磁閥,目前的放大器對該類比例閥閥芯位置控制都不太理想。

為此,筆者提出一種將期望電流輸出值作為放大器的輸入?yún)?shù)、預存匹配參數(shù)、電流躍變和跟蹤分時進行的線性放大器實現(xiàn)方法,以解決無反饋型比例電磁閥放大器的輸入/輸出非線性問題,以及電流建立過緩和電流輸出受溫度影響的問題。

1 問題分析

無閥芯位移反饋電磁比例閥及放大器組成的模塊是液壓控制系統(tǒng)的最基本組成單元,其穩(wěn)定性及可控性決定了液壓系統(tǒng)的性能及使用便利性。

目前常用的方法是:基于非線性放大器的控制補償法,或采用基于電流反饋的比例-積分(PI)及其變種的數(shù)字型放大器。

PI放大器是通過內部電流反饋來調整激勵電壓(對應PWM波的脈寬)作用在比例電磁閥線圈上來實現(xiàn)對比例閥的閥芯位置的控制,但由于放大器輸入值的階躍變化不確定以及PID參數(shù)不夠理想,通過PID調節(jié)后,PI放大器電流階躍響應輸出并不理想。

因此,為完成線性較好、高精度的放大器,必須有效地解決好電流反饋型線性放大器設計面臨的以下3個問題:

(1)比例閥死區(qū)附近存在的放大器激勵值(輸入)-實際線圈電流(輸出)間的非線性性;

(2)比例閥熱量給線圈內阻產(chǎn)生的有害因素:放大器激勵電壓不變時,線圈內阻變化會影響輸出電流大小;

(3)比例放大器內部利用純電阻采樣的比例閥電流平均值,與實際比例閥電流存在一定差異,且采樣電流值濾波后存在一定的滯后性。

由于上述因素的存在,基于電流反饋PI跟蹤型放大器及其變種都存在跨越死區(qū)的速度較慢現(xiàn)象,或存在著為了提高跨越死區(qū)的速度而引起電流的過沖的現(xiàn)象。

電流反饋跟蹤的電流建立曲線如圖1所示。

圖1 電流反饋跟蹤的電流建立曲線

2 工程實現(xiàn)

根據(jù)Rexroth的模擬放大器模塊手冊Re30223[12],其給出的VT-MSPA1-x輸出特性曲線如圖2所示。

圖2 VT-MSPA1-x放大器的輸出特性曲線

圖2表明:脈寬控制值輸入與輸出電流間是非線性的。

為使放大器的輸入與輸出間呈線性關系,筆者通過發(fā)明問題解決理論(theory of inventive problem solving,TRIZ)中沖突解決理論[13]對VT-MSPA1-x放大器以及電流反饋型放大器所面臨的問題進行分析。

經(jīng)過分析得到的發(fā)明原理解有:預操作、變換參數(shù)等。

根據(jù)這些發(fā)明原理解的指導,筆者對無外置反饋信號的電流跟蹤型放大器進行了重新設計:將期望的輸出電流值直接作為放大器的輸入,而將圖2(控制值-輸出電流)的非線性關系形成逆向匹配表預置存儲在放大器的存儲器中。

因此,在放大器中,輸入指令(期望輸出電流值)通過查預置表的方式與控制值形成了一一對應的關系。

由于受PWM波頻率、純電阻采樣等的影響,放大器純電阻采集到的平均電流[14]與實際輸出的有效電流存在差異。因此,還必須形成常溫下的輸出電流值-采樣電流值的匹配表,同樣預置存儲在放大器的存儲器中。放大器則根據(jù)輸入指令所匹配的采樣電流值進行跟蹤,可以使輸出電流與輸入指令電流一致。

實現(xiàn)比例電磁閥數(shù)字型線性放大器的功能模塊主要由通訊接口電路、基于現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)[15]的放大器控制電路模塊、電流驅動電路、比例閥電流的采集及模擬濾波電路等組成。

其中,FPGA控制電路包括電流采樣值的數(shù)字濾波模塊、指令收發(fā)及解析模塊、若干信號發(fā)生器模塊、期望電流-控制量-采樣電流對照存儲模塊、控制量調整模塊、電流跟蹤模塊、PWM波產(chǎn)生模塊、初始參數(shù)匹配模塊、故障監(jiān)測及處理模塊等等。

電流驅動電路是PWM波經(jīng)“反接卸荷式”功率驅動[16]的電路。

比例電磁閥數(shù)字型放大器的功能實現(xiàn)框圖,如圖3所示。

圖3 比例電磁閥數(shù)字型放大器的功能實現(xiàn)框

放大器在工作時,針對所需驅動的比例電磁閥,上位機首先通過通訊接口初始化有關參數(shù),將對應參數(shù)以及期望電流-控制量-采樣電流匹配表下載到FPGA中;

放大器接收到電流階躍變化指令后,根據(jù)對照表數(shù)據(jù)進行線性內插,得到指令電流所對應的控制量及跟蹤電流參數(shù)值;

由于電流-控制量對照表是在常溫下測得的參數(shù),因此,筆者在圖3所示的控制量調整模塊中,根據(jù)當前實際控制量等參數(shù),對本次期望控制量進行調整,以補償比例電磁鐵因溫度引起的內阻變化,以及由此產(chǎn)生的控制量的差異。調整后的控制量數(shù)據(jù)經(jīng)斜坡發(fā)生器模塊后,在PWM波發(fā)生器模塊中合成滿足要求的PWM波信號。

電流采樣電阻采集的輸出電流信號經(jīng)低通濾波處理、數(shù)字采樣后,再在FPGA內進行數(shù)字濾波處理,電流采樣值就存在一定的滯后。如果放大器在執(zhí)行指令的電流躍變期間以有延時的采樣值進行電流跟蹤,則會出現(xiàn)輸出電流過沖現(xiàn)象。

根據(jù)TRIZ解決物理沖突的“時間分離”原理,放大器在電流指令響應期間,跟蹤器模塊將暫不工作,以防止PWM波的實際控制量出現(xiàn)超調現(xiàn)象。

期望電流-控制量-采樣電流對照表的產(chǎn)生方式是:為方便放大器與不同比例電磁閥的匹配,上位機首先按照比例電磁閥的線圈特性設置放大器的信號頻率、顫振頻率及顫振幅度等參數(shù);然后FPGA中的初始參數(shù)匹配模塊接到對應指令后,跟蹤器設為無效,參數(shù)保持穩(wěn)定后,采用萬用表直接讀取比例電磁閥(常溫下)的電流有效值,通過FPGA中的綜合參數(shù)模塊將控制量、采樣電流值回送給上位機[17]。

經(jīng)過多組參數(shù)測量,形成期望電流-控制量-采樣電流對照表。為保證精度,在死區(qū)附近應將測量步長減小。

放大器設計完成后,在工作過程中,根據(jù)期望電流指令所匹配的控制值使輸出電流快速響應,根據(jù)期望電流所匹配的采樣電流值進行閉環(huán)跟蹤,保證輸出電流的精度;當線圈內阻受溫度的影響而改變時,通過跟蹤器調節(jié)控制值使輸出電流保持穩(wěn)定,克服溫度變化對比例閥線圈電流產(chǎn)生的影響,實現(xiàn)了期望電流與輸出電流一致的線性放大器的功能。

3 實驗驗證

按照期望電流-控制量-采樣電流對照參數(shù)的產(chǎn)生方式,測定對應比例閥的匹配參數(shù):上位機主控板根據(jù)對應的比例閥對放大器進行參數(shù)設定,如顫振頻率等,然后放大器依序給出不同控制量參數(shù)值,電流穩(wěn)定后,通過FPGA的仿真軟件“Quartus Ⅱ”中“Signal Tap Ⅱ Logic Analyzer”功能模塊進行電流采樣值的采樣顯示,參數(shù)采樣結果保存成“.txt”文件(后續(xù)圖表中的參數(shù)數(shù)據(jù)都采用該方式獲取)。

實際電流值通過萬用表讀出,對照參數(shù)表實際采集平臺如圖4所示。

圖4 對照參數(shù)表實際采集平臺

圖4平臺中,線性放大器使用了嵌入式可編程控制器(PLC)功能模塊板中的1個放大器通道。

該功能模塊板包含有3通道的線性放大器、7通道的4 mA～20 mA采集、8通道的0/+24 V開關量輸入采集、1通道±10 V模擬量采集、6通道的50 W開關閥輸出、2通道±10 V模擬量輸出、1通道4 mA～20 mA輸出。

控制器主控板的主控芯片為用戶提供了液壓系統(tǒng)流程控制的編程環(huán)境。

主控板與功能模塊板之間通過母板連接,數(shù)據(jù)交換通過網(wǎng)絡或總線進行。

力士樂公司比例溢流閥(型號：0811402016)在給定顫振頻率及顫振幅度、信號頻率下的+24 V供電時,測定了其輸出電流與控制量、跟蹤電流采樣值間的對應匹配參數(shù)值。

該比例閥的電流-控制-跟蹤參數(shù)曲線如圖5所示。

圖5 比例閥的電流-控制-跟蹤參數(shù)曲線圖

在圖5中,控制參數(shù)(控制量)代表放大器輸出某電流時,用于控制PWM信號的實際占空比的數(shù)值;跟蹤參數(shù)代表放大器輸出某電流時,跟蹤器的跟蹤目標值,參數(shù)非實際物理量,無單位。

在產(chǎn)生含有顫振頻率的PWM波形時,應注意:在整個有效范圍內跟蹤電流不應出現(xiàn)躍變或拐點。

針對不同的比例閥,筆者采用不同的期望電流-控制量-跟蹤電流的對照參數(shù),上位機給出期望電流指令后,測量了實際輸出的電流,并對實測電流進行了線性擬合以及給出了擬合公式。

力士樂公司比例溢流閥(型號：0811402016)期望電流與實測電流曲線,如圖6所示。

圖6 力士樂公司比例溢流閥(型號：0811402016)期望電流與實測電流曲線

力士樂公司比例溢流閥(型號：0811404832)期望電流與實測電流曲線,如圖7所示。

圖7 力士樂公司比例溢流閥(型號：0811404832)期望電流與實測電流曲線

由圖(6，7)的線性擬合曲線可知:期望電流與實際萬用表測量的電流有效值輸出結果一致性及線性度較好,受線圈溫度影響可以忽略,圖6的線性度誤差小于1%,圖7的線性度誤差小于1.5%。通過精確測量比例電磁閥的期望電流-控制量-采樣電流值的對照表,放大器可以使控制系統(tǒng)對比例電磁閥的電流輸出控制更加精準,線性度更優(yōu)。

放大器對不同的比例閥電流從0躍過死區(qū)到階躍電流穩(wěn)定時的建立過程進行了測試。

力士樂公司比例溢流閥(型號：0811402016)的電流躍死區(qū)-時間曲線如圖8所示。

圖8 力士樂公司比例溢流閥(型號：0811402016)的電流躍死區(qū)-時間曲線

力士樂公司比例溢流閥(型號：0811404832)的電流躍死區(qū)-時間曲線如圖9所示。

圖9 力士樂公司比例溢流閥(型號：0811404832)的電流躍死區(qū)-時間曲線

在圖(8，9)中,為便于測量,無斜率要求,電流值采樣時用10 μF的電容進行了低通模擬濾波處理,采樣后數(shù)值進行了數(shù)字濾波處理,因此電流采樣值和實際電流穩(wěn)態(tài)建立時間存在一定的時延。

由圖(8，9)可以知道:不同的比例電磁閥電流輸出由0到達電流期望值所需的時間都基本相同,無過沖,響應時間小于0.1 s。

在無斜率要求下,筆者對比例閥輸出電流階躍變化時進行了輸出響應時間的測試。

力士樂公司比例溢流閥(型號：0811404832)的電流-時間曲線如圖10所示。

圖10 力士樂公司比例溢流閥(型號：0811404832)的電流-時間曲線

通過圖10可知：電流指令給出到電流穩(wěn)定輸出所需的時間相同,一致性較好。

由圖(8～10)可以得知:放大器電流階躍變化的穩(wěn)態(tài)電流建立時間基本一致的。

筆者將放大器應用于液壓驅動的纜繩收放控制系統(tǒng)實際工程中,通過測量出比例閥的死區(qū)電流值,上位機控制系統(tǒng)將該電流值作為死區(qū)補償?shù)钠屏?就可以直接跨越死區(qū),實現(xiàn)了對比例閥的開環(huán)控制,明顯提高了系統(tǒng)的可控性。

由于放大器的信號頻率、顫振頻率、顫振幅度均可調,能夠較為方便地產(chǎn)生各類所需要的PWM波,滿足對不同比例電磁閥的控制。

該放大器的控制邏輯集成在FPGA中,實現(xiàn)了模塊化設計,在一片F(xiàn)PGA中可以集成多個放大器控制模塊,大大減少液壓系統(tǒng)放大器的數(shù)量。

由于比例閥磁滯現(xiàn)象的存在,在電流上升和下降過程中,相同的期望電流所對應的控制量存在一定的差異,因此,期望電流-控制量匹配表可以區(qū)分為上升段、下降段2張匹配表,便于對比例閥的控制更精確。

4 結束語

在TRIZ沖突解決理論發(fā)明原理解的指導下,筆者采用預存匹配參數(shù)表、電流躍變時跟蹤不工作的方法,解決了無外置反饋信號的比例電磁閥的死區(qū)所引起的放大器輸入/輸出的非線性問題,以及閥塊溫度引起的輸出電流變化問題、電流采樣值有時延的問題;在FPGA中,實現(xiàn)了數(shù)字型線性放大器的控制功能模塊;通過對不同的比例閥進行了匹配表參數(shù)的測定、放大器靜態(tài)性能的測試,以及實際工程應用,驗證了數(shù)字型線性放大器實現(xiàn)方法的合理有效性。

研究結論如下:

(1)采用該方法實現(xiàn)的數(shù)字型線性放大器電流階躍變化響應速度快、電流輸出準確、線性度好,克服了溫度變化帶來的影響,提高了液壓系統(tǒng)的穩(wěn)定性,可以在液壓系統(tǒng)中進行工程應用;

(2)放大器在初始化后才建立與比例閥的匹配關系,便于控制系統(tǒng)硬件的重構和復用;

(3)該數(shù)字式放大器可以通過網(wǎng)絡與上位機實時進行狀態(tài)信息和指令交互,可以實現(xiàn)對遠程無人系統(tǒng)液壓比例閥的精確控制。

當閥芯堵塞、摩擦力異常等因素存在時,保持電流跟蹤所需的控制值與匹配控制值的差值可能會超出一定的范圍,因此,在下一步的研究工作中,筆者定量研究其規(guī)律,以便可以據(jù)此在線預報液壓系統(tǒng)的故障。