張書槐，吳學(xué)智，王忠瀟

（1.北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，北京 100091；2.北京動力源科技股份有限公司，北京 100070）

大量分布式儲能DG（distribution generation）、電動汽車EV（electric vehicle）、不間斷電源UPS（uninterrupted power supply）的接入，對寬電壓范圍的高頻高效率雙向DC-DC變換器提出了更高的要求[1-5]?？紤]到電氣隔離的實(shí)際需求，隔離型雙向DC-DC變換器已被廣泛應(yīng)用。隔離型雙向DC-DC變換器被劃分為兩種，一種是PWM型雙向DC-DC變換器，另一種是諧振型雙向DC-DC變換器[6]。PWM型雙向DC-DC變換器多通過調(diào)節(jié)占空比和移相角度，輕松實(shí)現(xiàn)對功率和電壓的調(diào)節(jié)，并獲得零電壓開關(guān) ZVS（zero voltage switching）軟開關(guān)特性[7-9]。而且，很多PWM型雙向DC-DC變換器可實(shí)現(xiàn)功率的自然雙向變換。然而，PWM型電路中的關(guān)斷電流難以達(dá)到0，因此不易實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)ZCS（zero current switching）軟開關(guān)。為提升變換效率，近年來多采用諧振型雙向DC-DC變換器，通過電容和電感諧振的方式，使得電路中的電流呈現(xiàn)出正弦狀，從而獲得ZCS特性并進(jìn)一步提升變換器效率[10-15]。但是，如何在保證高效率的前提下獲得雙向的寬電壓增益范圍，以適應(yīng)分布式儲能和電動汽車充放電等場景，依舊是一個研究熱點(diǎn)。以常規(guī)的48 V電池組為例，其充電和放電時的實(shí)際運(yùn)行端電壓在40～60 V之間波動，對于經(jīng)常工作在主諧振頻率附近的諧振電路來說不易實(shí)現(xiàn)如此寬的電壓增益范圍。為此，眾多學(xué)者針對此課題進(jìn)行了深入研究。

圍繞著獲得更高的增益進(jìn)行了大量的研究。文獻(xiàn)[16]采用了斷續(xù)模式的LLC電路，提升了變換器增益，經(jīng)過對比，其效率要高于DAB拓?fù)?，但有待進(jìn)一步提升；文獻(xiàn)[17]在橋臂中點(diǎn)之間加入了一個勵磁電感，使得LLC在升壓工作時獲得了和降壓方向工作時同樣的增益，但是其樣機(jī)功率不高，需要在更大功率的場景下得到驗(yàn)證。為了提高單機(jī)功率，文獻(xiàn)[6]參考了串聯(lián)諧振LLC和CLLC拓?fù)洌罱K在LLC的基礎(chǔ)上添加了一個輔助變壓器和一個低壓側(cè)諧振電容，獲得了雙向的高電壓增益。采用類似結(jié)構(gòu)，文獻(xiàn)[18]提出了一種新型的CDT-LC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以在很窄的頻率范圍內(nèi)，獲得很寬的電壓增益范圍；為進(jìn)一步減小諧振電流有效值，文獻(xiàn)[19]提出了一種LLCL雙向DC-DC變換器，在LLC基礎(chǔ)上，增加一個電感和變壓器并聯(lián)，并且將LLC原先的諧振電容轉(zhuǎn)移到低壓側(cè)，最終擴(kuò)大了增益范圍。綜上，使用復(fù)雜的諧振腔可獲得高增益，但如何減小體積，提升效率依舊值得研究。

為獲得更低的增益，諧振型雙向DC-DC變換器可采用間歇工作模式[20]、PWM控制[21]、拓?fù)渥儞Q[22]和移相控制[23]4種方式。間歇工作模式簡單可行，但會帶來較大的輸出電壓紋波；PWM控制通過調(diào)節(jié)驅(qū)動信號的占空比，調(diào)節(jié)諧振腔輸入電壓的交流分量，從而降低輸出直流電壓，但該方式容易失去ZVS特性；拓?fù)渥儞Q將全橋逆變器變成半橋逆變器，相同負(fù)載和相同開關(guān)頻率下增益降低一半，但該方式只適合特定的拓?fù)浜吞囟ǖ膱鼍?，不具備普適性；移相控制，通過調(diào)節(jié)全橋電路內(nèi)部超前橋臂和滯后橋臂的相位差，對輸出功率和電壓進(jìn)行控制。此方法使得每個管子關(guān)閉的時刻都有較大的關(guān)斷電流，因此開關(guān)管開通時容易出現(xiàn)負(fù)電流，此舉容易實(shí)現(xiàn)ZVS并提升效率。

針對上述問題，本文提出了一種新型的雙高壓側(cè)電容器DHC（double high-voltage-side capacitors）-LT拓?fù)?，相比于CLTC和CDT-LC兩種電路，將諧振電容從低壓側(cè)放置到高壓側(cè)，減小了DC-DC變換器的體積和導(dǎo)通損耗。本文分析了該電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、工作模態(tài)、諧振頻率和ZVS特性。通過斷續(xù)模式DCM（discontinuous conduction mode）下的增益分析可知該電路可以獲得較高的輸出電壓，而通過對移相控制的分析可知該電路可以獲得較低的輸出電壓。此外，本文還提出了一種新型的磁偏信號檢測和調(diào)節(jié)方案，有效調(diào)節(jié)了DHC-LT的變壓器磁偏現(xiàn)象。最終，在實(shí)驗(yàn)室中搭建了一臺2.5 kW的樣機(jī)，驗(yàn)證以上理論分析。

1 變換器的工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)說明

本節(jié)對所提出電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作模態(tài)進(jìn)行了分析。圖1展示了DHC-LT諧振型雙向DC-DC變換器BDC（bidirectional DC-DC converter）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖中，Cr1和Cr2為2只高壓側(cè)諧振電容，LT代表1只諧振電感Lr和2只高頻變壓器T1和T2，UH為高壓側(cè)的母線電壓，UL為低壓側(cè)母線電壓，CH是高壓側(cè)母線濾波電容，CL是低壓側(cè)母線濾波電容，Coss_L為低壓側(cè)MOSFET的輸出電容，Coss_H為高壓側(cè)MOSFET的輸出電容，8只MOSFET組成了高壓側(cè)和低壓側(cè)的2個全橋，其中M1～M4組成了高壓側(cè)的單相全橋，M5～M8組成了低壓側(cè)的單相全橋。諧振電感Lr和諧振電容Cr1位置和CLTC與CDT-LC保持一致。T1為主變壓器，匝比為n1∶1；T2為輔助變壓器，匝比為n2∶1。雙變壓器的結(jié)構(gòu)改變了諧振腔特性，也使得降壓和升壓兩個方向工作時諧振腔基本保持對稱，兩個方向均可以獲得高于1的增益。相對于CDT-LC[18]，DHC-LT的諧振腔內(nèi)無功功率更小，因此其導(dǎo)通損耗會隨之降低。相對于CLTC[6]，本文中提出的DHC-LT電路拓?fù)鋵LTC的低壓側(cè)諧振電容改放在諧振腔的高壓側(cè)，達(dá)到了降低諧振電容導(dǎo)通功耗和提升功率密度的效果，有利于擴(kuò)充單機(jī)最大功率。

圖1 DHC-LT諧振型雙向DC-DC變換器Fig.1 DHC-LT resonant BDC

1.2 降壓模式

該變換器采用脈沖頻率調(diào)制PFM（pulse frequency modulation）的方式，在降壓模式下，M5～M8使用同步整流SR（synchronous rectification）做驅(qū)動。在升壓模式下，不使用同步整流，由M1～M4的體二極管D1～D4做不控整流。

為了便于分析，圖2中的降壓工作模態(tài)給出了DHC-LT的電壓電流和門級信號。圖中，i14為M1和M4上通過的電流，i23為M2和M3上流經(jīng)的電流，i58為M5和M8上流經(jīng)的電流，i67為M6和M7上流經(jīng)的電流，為流經(jīng)Lr的電流，為流經(jīng)Cr2的電流，Uds1和Uds4為M1和M4的漏源之間電壓，Uds2和Uds3為M2和M3的漏源之間電壓，S1和S4為開關(guān)管M1和M4的驅(qū)動信號，S2和S3為開關(guān)管M2和M3的驅(qū)動信號，S5和S8為開關(guān)管M5和M8的驅(qū)動信號，S6和S7為開關(guān)管M6和M7的驅(qū)動信號。

圖2 DHC-LT雙向諧振型變換器降壓工作的模態(tài)Fig.2 DHC-LT resonant BDC in step-down operation mode

從高壓側(cè)向低壓側(cè)傳遞能量時等效電路如圖3所示。和LLC一致，DHC-LT變換器可以工作在斷續(xù)模式或連續(xù)模式下。當(dāng)工作頻率低于主諧振頻率時，DHC-LT工作在斷續(xù)DCM模式下；當(dāng)工作頻率高于主諧振頻率時，DHC-LT工作在連續(xù)模式CCM（continuous conduction mode）下。圖3為半個開關(guān)周期中的模態(tài)，斷續(xù)模式下有3種模態(tài)，依次為模態(tài)Ⅰ、模態(tài)Ⅱ和模態(tài)Ⅲ；而連續(xù)模式下有2種模態(tài)，依次為模態(tài)Ⅰ和模態(tài)Ⅱ。半周期工作模態(tài)的具體分析如下。

圖3 降壓模式下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in step-down mode

模態(tài)Ⅰ[t0-t1]：模態(tài)Ⅰ為高壓側(cè)MOSFET之間的死區(qū)時間。在該模態(tài)剛剛開始的階段，M2和M3剛剛關(guān)斷，高壓側(cè)諧振腔里的電流給M2和M3的結(jié)電容充電，給M1和M4的結(jié)電容放電，直到M1和M4的二極管開通，M1和M4的電壓被鉗位。該狀態(tài)保持到t1時刻，本模態(tài)結(jié)束，高壓側(cè)MOSFET實(shí)現(xiàn)ZVS開通。

模態(tài)Ⅱ[t1-t2]：模態(tài)Ⅱ?yàn)楦邏簜?cè)MOSFET開通之后的第1段時間，該模態(tài)中能量從高壓側(cè)傳遞向低壓側(cè)。M1、M4、M5和M8于t1時刻開通，諧振電流以頻率為fr（第1諧振頻率）的正弦波工作。在t2時刻，iLr

模態(tài)Ⅲ[t2-t3]：模態(tài)Ⅲ為高壓側(cè)MOSFET開通之后的第2段時間，該模態(tài)中沒有能量從高壓側(cè)傳遞向低壓側(cè)。由于在t2時刻iCr2和i58為0，M5和M8實(shí)現(xiàn)了ZCS，其關(guān)斷損耗得以降低。高壓側(cè)諧振腔內(nèi)進(jìn)入第2段諧振，其諧振頻率為fr2,SD。t3時刻，M1和M4關(guān)斷，半周期結(jié)束。

1.3 升壓模式

圖4為升壓模式下的工作模態(tài)，其中Uds5和Uds8為M5和M8的漏源之間電壓，Uds6和Uds7為M6和M7的漏源之間電壓，iCr1為流經(jīng)Cr1的電流。

圖4 DHC-LT雙向諧振型變換器升壓工作的模態(tài)Fig.4 DHC-LT resonant BDC in step-up operation mode

和降壓工作時一樣，當(dāng)工作頻率低于主諧振頻率時，DHC-LT工作在DCM下；當(dāng)工作頻率高于主諧振頻率時，DHC-LT工作在CCM下。圖5為半個開關(guān)周期中的模態(tài)圖，斷續(xù)模式下有3種模態(tài)，依次為模態(tài)Ⅰ、模態(tài)Ⅱ和模態(tài)Ⅲ；而連續(xù)模式下有2種模態(tài)，依次為模態(tài)Ⅰ和模態(tài)Ⅱ。半周期中具體分析如下。

圖5 升壓模式下的等效電路Fig.5 Equivalent circuits in step-up mode

模態(tài)Ⅰ[t0-t1]：模態(tài)Ⅰ為低壓側(cè)MOSFET的死區(qū)時間。在該模態(tài)剛剛開始的階段，M6和M7剛剛關(guān)斷，低壓側(cè)諧振腔里的電流給M6和M7的結(jié)電容充電，給M5和M8的結(jié)電容放電，直到M5和M8的二極管開通，M5和M8的電壓被鉗位。該狀態(tài)保持到t1時刻，本模態(tài)結(jié)束，低壓側(cè)MOSFET實(shí)現(xiàn)ZVS開通。

模態(tài)Ⅱ[t1-t2]：模態(tài)Ⅱ?yàn)榈蛪簜?cè)MOSFET開通之后的第1段時間，該模態(tài)中能量從低壓側(cè)傳遞向高壓側(cè)。在該模態(tài)中，M5和M8于t1時刻開通，諧振電流以頻率為fr（第1諧振頻率）的頻率工作，呈現(xiàn)正弦波。在t2時刻，iCr1、i14變?yōu)?。

模態(tài)Ⅲ[t2-t3]：模態(tài)Ⅲ為低壓側(cè)MOSFET開通之后的第2段時間，該模態(tài)i23中能量在低壓側(cè)循環(huán)，不消耗能量也不向高壓側(cè)傳遞能量。低壓側(cè)諧振腔內(nèi)進(jìn)入第22段諧振，其諧振頻率為fr2,SU。由于t2時刻的高壓側(cè)電流iCr1為0，因此M1和M4的體二極管D1和D4以零電流關(guān)斷。此階段中，由于高壓側(cè)的MOSFET沒有向高壓母線傳遞能量，因此D1和D4的漏源電壓在UH/2附近波動。

2 電路特性分析

2.1 諧振頻率

計(jì)算主諧振頻率，可將諧振腔的輸出短路，計(jì)算輸入阻抗為0時對應(yīng)的頻率，該頻率為主諧振頻率fr。該頻率在兩個方向工作時保持一致，ωr和J為計(jì)算中的中間變量，表示為

同樣地，將諧振腔的輸出開路，可以獲得降壓和升壓工作時的第2諧振頻率。由于計(jì)算過程過于復(fù)雜，降壓工作時，忽略Cr2。第2諧振頻率fr2,SD約為

升壓工作時，第2諧振頻率fr2,SU約為

2.2 ZVS分析

降壓工作時，若實(shí)現(xiàn)ZVS，高壓側(cè)的MOSFET需要滿足串聯(lián)電感上的能量可為高壓側(cè)2只MOSFET的結(jié)電容充電，為另外2只結(jié)電容放電，有

高壓側(cè)的MOSFET關(guān)斷電流ISD,off可以表示為

式中，Ts為開關(guān)周期。

升壓工作時，若實(shí)現(xiàn)ZVS，也需要滿足高壓側(cè)串聯(lián)諧振電感上的能量，可給低壓側(cè)兩只MOSFET的結(jié)電容充電，給另外2只結(jié)電容放電，有

低壓側(cè)的MOSFET關(guān)斷電流ISU,off可以表示為

2.3 增益特性

為研究本文所提拓?fù)涞脑鲆嫣匦?，采用了基波等效分析方法，繪制了降壓和升壓2種模式下的增益曲線，如圖6所示?？梢钥吹?，降壓模式下，同LLC相似，在主諧振頻率附近電壓增益基本不隨負(fù)載R的變化而變化。隨著開關(guān)頻率的降低，電路中呈現(xiàn)出更多的感性，特別是2個變壓器勵磁電感的存在，使得增益可以在諧振點(diǎn)增益的基礎(chǔ)上繼續(xù)提升。負(fù)載越輕，輸出直流電阻越大，勵磁電感起到改變增益的作用越強(qiáng)，因此電壓增益上抬越明顯。同時，升壓模式下，此變換器利用2個變壓器之間的壓差，在Cr2上形成電流并傳遞到高壓側(cè)母線上去。因此，在參數(shù)設(shè)計(jì)時，Lm2一般會小于Lm1，保證升壓模式下，本變換器可以傳遞更大的電流并形成更高的高壓側(cè)電壓。

圖6 增益曲線Fig.6 Voltage gain curves

3 移相控制

為拓寬DHC-LT的輸出電壓范圍，本文采用了定頻加橋內(nèi)移相的方式，降低了輸出電壓[23]。以降壓模式舉例，當(dāng)超前橋臂的MOSFET關(guān)斷之后，橋內(nèi)兩上管或兩下管同時開通。輸入一側(cè)的中點(diǎn)間電壓降低為0，此時流過諧振電感Lr的電流依舊大于變壓器T2的勵磁電流，因此變壓器繼續(xù)向輸出側(cè)傳遞能量。之后，諧振電感電流下降而T2勵磁電流上升，直到兩者相同。此時變壓器不再向后傳遞能量，此狀態(tài)被稱為非連續(xù)模式。如果在半個開關(guān)周期結(jié)束之前，諧振電感的電流依舊大于T2的勵磁電流，則不出現(xiàn)第2段諧振。此狀態(tài)被稱為連續(xù)模式。具體工作模態(tài)的移相示意如圖7所示，降壓工作時，M1和M2組成了超前橋臂，M3和M4組成了滯后橋臂，定義0～t1之間的時間為有效占空比時間DTs/2。

圖7 降壓斷續(xù)模式下的移相示意Fig.7 Schematic of phase-shift in step-down mode(DCM)

當(dāng)占空比D減小時，變換器向低壓側(cè)傳遞的電流減小，因此輸出電壓會降低。使用時域分析方法，對該變換器建模，可以精確還原各個狀態(tài)變量的數(shù)值。但是該方法在工程應(yīng)用中不夠簡單和直接，因此本章不對該變換器進(jìn)行精確建模，只通過近似計(jì)算的方式，獲得DHC-LT的器件應(yīng)力，并計(jì)算移相模式下的軟開關(guān)條件。

由于從0到半周期結(jié)束的時段內(nèi)，Cr2的電壓平均值為0，因此近似認(rèn)為2個變壓器的高壓側(cè)電壓ULm1和ULm2在0～t1時段內(nèi)相等。則有

近似認(rèn)為uCr1在t2時刻之后不再增長，維持不變，則Cr1和Cr2在t2時刻的端電壓為

式中：MSD為主諧振點(diǎn)處降壓模式下的電壓增益，MSD=UL/UH；RSD為降壓模式下的低壓側(cè)電阻負(fù)載。

因此，在t1和t2之間的時段內(nèi)，諧振電感Lr上承受的電壓為

因此有

而t2時刻的剛好等于此刻的總和，所以

由于 0～t1時段內(nèi)，iLr以正弦波Asin(ωt+θ)的方式變化。因此聯(lián)立方程，求解正弦波幅值A(chǔ)和初始相位角θ和t2，得

求解式（15）可得

由式（11）和式（16）可以得知，開關(guān)頻率變低，負(fù)載加重，諧振電容的電壓應(yīng)力會提升。而開關(guān)頻率變低，負(fù)載加重和移相角度的加大，會使得高壓側(cè)MOSFET的電流峰值增加。

此外，參考第2.2節(jié)可以得知，相同開關(guān)頻率下，移相會導(dǎo)致高壓側(cè)MOSFET關(guān)斷電流減小，因此不利于ZVS。但高壓側(cè)MOSFET關(guān)斷電流只要滿足式（6），依然可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

4 磁偏調(diào)節(jié)

升壓工作模式下，低壓側(cè)變壓器容易出現(xiàn)磁偏現(xiàn)象。為了平衡兩變壓器的磁通量，消除磁偏，維持DHC-LT變換器的穩(wěn)定運(yùn)行，本文提出了一種新的磁偏信號處理方式。本文變換器采用了文獻(xiàn)[24]中提出的拾取繞組，有效地檢測出磁偏信號，且不影響變壓器的原有體積。

磁偏信號的具體處理流程如圖8所示。圖中，GM7(t)是對Ugs7上升沿的微分，使得開關(guān)管M9在Ugs7開通的時刻開通；同樣地，GM8(t)是對Ugs8上升沿的微分，使得開關(guān)管M10在Ugs8開通的時刻開通；2個拾取繞組的輸出電壓信號u1(t)和u2(t)，在M9和M10開通的時刻，被傳遞到了后方，再經(jīng)過R1和R2兩個電阻的分壓，被傳遞到了數(shù)字信號處理器DSP（digital signal processor）的AD采樣口BF1和BF2；與此同時，GM7(t)和GM8(t)也被傳遞到了DSP的AD采樣口，作為BF1和BF2采樣的同步時鐘。所以當(dāng)GM7(t)和GM8(t)信號出現(xiàn)了高電平的時候，DSP可以采集到磁偏信號BF1或BF2。

圖8 磁偏檢測硬件電路Fig.8 Hardware circuit for bias detection

圖9所示為DSP處理磁偏信號BF1和BF2的流程。DSP每20 μs按照圖9的流程執(zhí)行一次，每次只對超前橋臂M5和M6的驅(qū)動進(jìn)行修正。每個變壓器的2個磁偏信號出現(xiàn)了一個高另一個低的狀態(tài)，其對應(yīng)開關(guān)管（M5或M6）的高電平時間都要在上一控制周期數(shù)值的基礎(chǔ)上相應(yīng)縮減30 ns。出現(xiàn)2個信號都是低或者2個都是高的情況，則認(rèn)為不存在磁偏，因而可以不調(diào)節(jié)S5和S6的高電平時間。此方案簡單可行，DSP可快速檢測到磁偏并進(jìn)行實(shí)時響應(yīng)，達(dá)到平衡磁通消除磁偏的效果。

圖9 磁偏信號軟件處理流程Fig.9 Flow chart of bias signal software processing

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文的理論分析，在實(shí)驗(yàn)室中搭建了一套2.5 kW的DHC-LT樣機(jī)，如圖10所示，并采用TMS320F280048的DSP對該樣機(jī)進(jìn)行數(shù)字控制。具體樣機(jī)參數(shù)見表1。

圖102 .5 kW DHC-LT樣機(jī)Fig.10 2.5 kW DHC-LT prototype

表1 樣機(jī)參數(shù)Tab.1 Parameters of prototype

如圖10所示，該樣機(jī)尺寸為250 mm×82 mm×32 mm，其功率密度為2 207.2 W/m3。由于將諧振電容的位置改變，相比于CLTC，DHC-LT擁有更高的功率密度和更低的電容導(dǎo)通損耗。SRC60R022FB的導(dǎo)通電阻為22 mΩ，且有快恢復(fù)體二極管。而低壓側(cè)選擇了開關(guān)管FDP2D3N10C，導(dǎo)通阻抗低，適合做同步整流使用。為實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，勵磁電感選擇了比較小的數(shù)值。

圖11為DHC-LT的實(shí)驗(yàn)波形。圖11（a）中，第1段諧振持續(xù)時間約等于半個諧振周期4 μs。第1段諧振結(jié)束之后第2段諧振出現(xiàn)，直到高壓側(cè)MOSFET關(guān)閉。圖11（b）為升壓工作時的低壓側(cè)MOSFET軟開關(guān)波形，M5的漏源電壓先下降，然后其驅(qū)動信號由0變1，因此M5實(shí)現(xiàn)了ZVS軟開關(guān)。圖11（c）為降壓工作時的波形，DHC-LT的開關(guān)頻率約為160 kHz，高于主諧振頻率125 kHz，而iLr波形近似直線，也證明了此時的工作頻率明顯高于諧振頻率，第2段諧振尚未出現(xiàn)半個開關(guān)周期就已經(jīng)結(jié)束，與理論分析保持一致。圖11（d）中UAB為高壓側(cè)中點(diǎn)間的電壓，定頻（開關(guān)頻率200 kHz）移相模式下的波形，由于移相時間（中點(diǎn)間電壓為0的時間）過長，變換器進(jìn)入了斷續(xù)模式，高壓側(cè)MOSFET難以實(shí)現(xiàn)ZVS。圖11（e）為定頻（開關(guān)頻率200 kHz）移相模式下的波形，由于移相時間較短，變壓器維持在連續(xù)模式，高壓側(cè)MOSFET的關(guān)斷電流較11（d）更高，因此高壓側(cè)MOSFET可以實(shí)現(xiàn)ZVS。圖11（f）為磁偏調(diào)節(jié)的波形，從左到右M6驅(qū)動Ugs6的高電平時間逐步縮短，對應(yīng)的磁偏信號BF1也逐步接近低電平。證明第4節(jié)的磁偏調(diào)節(jié)策略有效。

圖11 DHC-LT的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of DHC-LT

圖12為DHC-LT的效率曲線。降壓模式下，輸出電壓50 V時的最高效率約為97.3%，滿載效率為96.8%；而升壓模式下，輸入電壓50 V時的最高效率為97.4%，滿載效率為95.7%。對比2 kW的PWM型變換器[5]的最高效率94.9%和滿載2 kW效率94.0%可知，DHC-LT采用諧振技術(shù)降低了開關(guān)損耗，因而在效率上有一定優(yōu)勢。對比同為2.5kW的CDT-LC變換器的最高效率97.0%和滿載效率96.2%可知，DHC-LT電路由于改變了諧振電容的位置并減小了諧振腔內(nèi)的無功傳輸，因而可以獲得更高的效率。

圖12 DHC-LT的效率曲線Fig.12 Efficiency curves of DHC-LT

6 結(jié)語

本文提出了一種新型的DHC-LT諧振型雙向DC-DC變換器。通過對電路模態(tài)、諧振頻率和ZVS特性的分析可知，該變換器有ZVS和ZCS的特性，因而可以獲得較高的效率。相比于CLTC和CDTLC兩種電路，將諧振電容從低壓側(cè)放置到高壓側(cè)，可減小DC-DC變換器的體積和導(dǎo)通損耗。此外，其輸出電壓范圍寬，較大功率下依舊可以獲得高增益，適合應(yīng)用于分布式儲能，微電網(wǎng)和車載電源等場景中。隨后，采用了簡化的時域計(jì)算方法，還原了移相模式下諧振腔內(nèi)部的行為，獲得了開關(guān)管的電流應(yīng)力和諧振電容的電壓應(yīng)力表達(dá)式，并分析了移相模式對ZVS的影響。此外，本文還提出了一種新型的變壓器磁偏調(diào)節(jié)方式，利用全新的磁偏信號調(diào)理電路和DSP數(shù)字處理方式，實(shí)現(xiàn)了磁偏的動態(tài)消除。最終，搭建了一臺2.5 kW的DHC-LT實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，功率密度為2 207.2 W/m3。使用該樣機(jī)對本文所提出的理論進(jìn)行了驗(yàn)證，降壓工作輸出50 V時的最高效率為97.3%，升壓工作輸入電壓50 V時的最高效率為97.4%，對比同功率等級的PWM變換器和CDT-LC諧振型變換器具有一定優(yōu)勢。