付光杰, 毛遠志

(東北石油大學 電氣信息工程學院, 黑龍江 大慶 163318)

0 引 言

無線電能傳輸為電動汽車的充電技術(shù)提供了新的解決方案, 充電效率是無線充電亟需解決的問題, 目前有關(guān)提升充電效率的研究主要集中在提升耦合系數(shù)[1-2]和阻抗匹配兩方面。電動汽車底盤高度一般在15～20 cm之間, 適用于電動汽車無線充電的方式為磁耦合諧振式無線電能傳輸[3]。在S-S型磁耦合諧振式電動汽車無線充電系統(tǒng)中, 存在一個最優(yōu)負載, 當實際負載在此值附近時, 傳輸效率會取到最大值[4]。適用于汽車的動力電池一般為鋰離子電池[5], 其型號存在較大區(qū)別, 因此負載阻抗會有較大變化, 進而導致系統(tǒng)傳輸效率降低。所以進行負載的阻抗匹配, 使系統(tǒng)傳輸效率始終維持在較高水平十分必要。

負載阻抗匹配分為有源阻抗匹配和無源阻抗匹配兩種形式, 無源阻抗匹配通過電感, 電容組成的阻抗調(diào)節(jié)網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)阻抗匹配[6]。但是這種方法只能實現(xiàn)某個運行點的阻抗匹配, 無法實現(xiàn)對最大效率點的動態(tài)跟蹤。有源阻抗方法則是利用附加的DC-DC變換器實現(xiàn)對等效阻抗的動態(tài)調(diào)節(jié)[7]。單獨采用buck變換器或boost變換器阻抗調(diào)節(jié)范圍有限[8], buck-boost變換器雖然阻抗調(diào)節(jié)范圍變寬[9], 但功率損耗較大。筆者選用雙管buck-boost變換器既滿足調(diào)節(jié)范圍的要求, 功率損耗也相對較小。在最大效率追蹤時, 程連斌[10]采用負載端恒壓輸出的控制策略, 當電阻增大時, 輸出功率急劇下降。筆者通過逆變器閉環(huán)移相控制, 使不同阻值的負載能輸出預(yù)設(shè)的對應(yīng)電壓, 輸出功率保持不變, 解決了電阻增大時功率下降的問題。

1 S-S型磁耦合諧振式系統(tǒng)傳輸效率分析

筆者通過互感理論研究磁耦合諧振式無線電能傳輸機理。傳統(tǒng)的拓撲結(jié)構(gòu)根據(jù)補償電容在電路中的位置大致分為4種: 串-串(S-S)、 串-并(S-P)、 并-并(P-P)和并-串(P-S)。徐晨洋等[11]將4種拓撲結(jié)構(gòu)的電動汽車無線充電系統(tǒng)進行建模與分析, 結(jié)果表明S-S型系統(tǒng)的電壓增益與諧振補償網(wǎng)絡(luò)更加穩(wěn)定, 實際應(yīng)用價值更高。因此筆者選用S-S型拓撲結(jié)構(gòu), 基于互感理論搭建了系統(tǒng)的仿真模型。S-S型磁耦合諧振式拓撲電路如圖1所示。

圖1 S-S型諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路Fig.1 Equivalent circuit of S-S resonant network

圖1中發(fā)射與接收諧振器的諧振頻率為ω。C1、C2,R1、R2,L1、L2,I1、I2分別為發(fā)射線圈、 接收線圈的補償電容, 內(nèi)阻, 自感, 電流。ZL為負載回路的阻抗,Uin為前級感應(yīng)電壓源,M為互感。根據(jù)基爾霍夫電壓定律, 得到兩線圈結(jié)構(gòu)的回路方程

(1)

令

(2)

可求得I1,I2的表達式, 然后得到負載功率及輸入有功功率表達式, 二者相除即為傳輸效率

(3)

比較式(3)的分母可知, 當發(fā)射線圈和接收線圈同時發(fā)生自諧振, 此時Z1=R1,Z2=R2+ZL, 分母取最小值, 傳輸效率取得最大值。則諧振耦合能量無線傳輸效率為

(4)

筆者只研究負載為純阻性負載時的阻抗匹配問題, 因此下文中ZL用RL代替。

(5)

當RL取得此值時, 系統(tǒng)傳輸效率最大。

2 雙管buck-boost阻抗匹配電路及最大效率追蹤

2.1 雙管buck-boost阻抗匹配電路

根據(jù)上述分析, 系統(tǒng)存在一個最優(yōu)負載, 使系統(tǒng)傳輸效率達到最大。筆者使用雙管buck-boost變換器阻進行阻抗匹配, 如圖2所示。與單管buck-boost變換器相比, 雙管buck-boost變換器輸出電壓與輸入電壓同極性[12], 且有兩只管子承受輸入電壓, 使耐壓值更高。

圖2 雙管buck-boost阻抗匹配電路Fig.2 Dual-switch buck-boost impedance matching circuit

設(shè)Re為整流橋后端的等效電阻, 開關(guān)管Q1和Q2的驅(qū)動信號占空比分別為D1和D2。在電流連續(xù)工作模式下, 根據(jù)雙管buck-boost變換電路的電壓和電流關(guān)系得到整流橋后端的等效電阻表達式為

(6)

對二極管全橋不可控整流電路,其輸出的方波經(jīng)傅里葉分解后得到其輸出電壓的基波幅值為

(7)

所以整流橋前端等效電阻和后端等效電阻關(guān)系為

(8)

由此得到系統(tǒng)等效電阻為

(9)

由文獻[13]可知雙管buck-boost變換器存在多種控制方式。占空比相同時, 當兩管驅(qū)動波形相位差為π或2π(1-D)時, 電感電流脈動最小, 效率最高, 其中前者又稱為交錯調(diào)制, 后者稱為雙沿調(diào)制?？紤]到交錯調(diào)制實現(xiàn)更為簡單, 因此筆者使用交錯調(diào)制方式。此外, 變換器還可以分別工作在buck模式或boost模式, 這種控制方式稱為兩模式控制。在這種控制方式下任何時刻都只有一只開關(guān)管處于工作狀態(tài), 另一只要么關(guān)斷, 要么一直導通。兩模式控制方式下變換器傳輸效率最高, 但在涉及到模態(tài)切換時, 控制策略復(fù)雜。與無線充電系統(tǒng)的兼容性不佳, 所以筆者采用單模式控制方式。

2.2 最大效率追蹤

由上述分析可知, 當電阻阻值變化時, 只要相應(yīng)地調(diào)節(jié)雙管buck-boost變換器的占空比, 使等效負載Req和系統(tǒng)最優(yōu)負載RLopt相等, 傳輸效率即可維持在最高水平, 實現(xiàn)系統(tǒng)的最大效率追蹤。筆者采用兩管占空比相同方式下的單模式交錯調(diào)制, 即D=D1=D2,令Req=RLopt, 可得

(10)

3 逆變器移相控制和恒功率輸出

筆者通過雙管buck-boost變換器的開環(huán)控制進行最大效率點的追蹤, 負載端電壓不能維持穩(wěn)定輸出, 為此, 可對前級全橋逆變電路采用閉環(huán)移向控制。筆者提出一種恒功率輸出的控制策略, 即在保持輸出功率恒定的條件下, 根據(jù)不同的負載阻值設(shè)定對應(yīng)的參考輸出電壓并給到控制器。通過無線充電系統(tǒng)前級的全橋逆變電路的閉環(huán)移相控制方式即可穩(wěn)定輸出對應(yīng)電壓, 實現(xiàn)恒功率輸出。

3.1 恒功率輸出控制方式

圖3 系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Control structure block diagram of the system

3.2 逆變器移相控制

圖4 移向控制示意圖Fig.4 Phase shift control schematic

移相控制時, 全橋逆變器4只開關(guān)管Q1,Q2,Q3,Q4的占空比均固定為0.5, 右側(cè)橋臂Q3的觸發(fā)信號比左側(cè)橋臂Q1的觸發(fā)信號滯后角度為θ, 如圖4所示。設(shè)逆變器前側(cè)的直流電壓源的幅值為E, 逆變器輸出的方波電壓基波幅值為

(11)

由式(11)可知, 在0～180°的移向范圍內(nèi), 逆變器輸出電壓以正弦規(guī)律逐漸增大, 當負載阻值變化時, 通過移相角可以改變輸出電壓, 進而控制功率。

4 仿 真

為驗證方案的可行性, 筆者在Simulink中對無線充電系統(tǒng)進行了建模仿真, 圖5為搭建的仿真模型。仿真具體參數(shù)取值如表1所示。

圖5 雙管buck-boost阻抗匹配的無線充電仿真電路Fig.5 Wireless charging simulation circuit with dual-switch buck-boost impedance matching

表1 仿真參數(shù)

當未進行阻抗匹配時, 電阻阻值從5 Ω逐漸增大到50 Ω時, 系統(tǒng)的傳輸效率如圖6所示。由圖6可知, 當電阻逐漸增大時, 系統(tǒng)傳輸效率先升高后降低, 負載為23 Ω時, 傳輸效率取得最大值。

圖6 傳輸效率與隨負載電阻變化示意圖Fig.6 The relationship between transmission efficiency and load resistance

加入雙管buck-boost變換器, 設(shè)定系統(tǒng)期望輸出功率為4 200 W, 當負載電阻變化時, 輸出電壓, 傳輸效率和輸出功率的波形圖如圖7和圖8所示。

圖7 輸出電壓波形圖Fig.7 Output voltage waveform

圖8 傳輸效率和輸出功率波形圖Fig.8 Transmission efficiency and output power waveforms

仿真結(jié)果表明, 當負載阻值在0.2 s從10 Ω跳變到20 Ω, 0.4 s從20 Ω跳變到30 Ω, 0.6 s從30 Ω跳變到40 Ω時, 輸出電壓經(jīng)過約0.1 s的小幅波動后, 均能穩(wěn)定輸出對應(yīng)的期望電壓, 傳輸效率經(jīng)過約0.1 s的小幅波動后始終維持在85%, 輸出功率經(jīng)過約0.1 s的小幅波動后維持在4 200 W。仿真結(jié)果證明了逆變器的閉環(huán)移向控制能實現(xiàn)無線充電系統(tǒng)的恒功率控制； 因為加入的阻抗匹配電路有額外的功率損耗, 阻抗匹配后的傳輸效率與未匹配前最優(yōu)負載時的傳輸效率相比略有降低, 但當負載阻值與最優(yōu)負載阻值相差較大時, 傳輸效率提升較為明顯, 總體上雙管buck-boost變換器的加入實現(xiàn)了系統(tǒng)的最大效率追蹤。

5 結(jié) 語

針對電動汽車無線充電系統(tǒng)由于電池阻值的變化導致系統(tǒng)傳輸效率不能維持在最高水平的問題, 筆者通過在負載端接入雙管buck-boost變換器, 在綜合考慮不同調(diào)制方式下的功率損耗和控制策略的復(fù)雜性基礎(chǔ)上, 采用單模式交錯調(diào)制的控制方式, 實現(xiàn)了最大效率追蹤。同時通過逆變器的閉環(huán)移向控制, 對不同的負載阻值設(shè)定不同的參考電壓, 實現(xiàn)了恒功率輸出, 避免了恒壓輸出時輸出功率隨負載阻值變大急劇下降的問題。