謝路耀,劉 梟,陳 怡

(1.浙江工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院,浙江 杭州 310023;2.浙江工業(yè)大學(xué) 之江學(xué)院,浙江 紹興 312030)

為滿足國(guó)際諧波規(guī)范要求,LED照明驅(qū)動(dòng)器[1-2]常采用有源功率因數(shù)校正(Active power factor correction,APFC)技術(shù)[3-4]。隨著功率等級(jí)的提高,LED照明驅(qū)動(dòng)器對(duì)其內(nèi)部功率器件的電壓和電流應(yīng)力的要求也越來越高。為解決應(yīng)力問題,可采用更高電壓和電流應(yīng)力水平的功率器件,如SiC二極管[5-6],也可改進(jìn)電路拓?fù)?如采用交錯(cuò)并聯(lián)[7]方案。陳安釧等[8]對(duì)兩種采用SiC二極管的Boost PFC變換器進(jìn)行了總諧波失真(Total harmonic distortion,THD)與效率的性能比較。

鑒于實(shí)際應(yīng)用中還需要考慮功率因數(shù)(Power factor,PF)、電感電流紋波、體積和成本等性能因素,聚焦中大功率的LED照明驅(qū)動(dòng)器,筆者選擇兩種常用的前級(jí)Boost PFC變換器——采用SiC二極管的電流連續(xù)模式(CCM)的Boost PFC變換器[8]和采用Si二極管的交錯(cuò)并聯(lián)臨界模式(CRM)的Boost PFC變換器[7]進(jìn)行性能比較。

1 兩種前級(jí)Boost PFC變換器

圖1(a)所示的LED照明驅(qū)動(dòng)器的前級(jí)為采用SiC二極管的CCM Boost PFC變換器。它與傳統(tǒng)的CCM Boost PFC變換器的區(qū)別僅在于續(xù)流二極管D采用了SiC二極管。相較于Si二極管,SiC二極管溫度特性良好,耐壓高,不僅具有更好的穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)特性,而且反向恢復(fù)時(shí)間和反向電流都更小,反向恢復(fù)時(shí)間不會(huì)隨著溫度升高而變化[6,9]。SiC二極管無須采用軟開關(guān)技術(shù)以及復(fù)雜的控制方法,就能使傳統(tǒng)的CCM boost PFC變換器性能獲得大幅提升。圖1(b)所示的LED照明驅(qū)動(dòng)器的前級(jí)為采用Si二極管的交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器。交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)令開關(guān)管Q1和Q2錯(cuò)時(shí)分擔(dān)電流ig[10]。CRM模式下,電感電流iL1和iL2在開關(guān)管Q1和Q2導(dǎo)通之前都會(huì)降到0,可實(shí)現(xiàn)Si二極管的零電流關(guān)斷,減小Si二極管反向恢復(fù)特性對(duì)電路的影響。同時(shí),開關(guān)管Q1和Q2能夠?qū)崿F(xiàn)零電流開通。

圖1 兩級(jí)結(jié)構(gòu)的LED照明驅(qū)動(dòng)器電路圖Fig.1 Schematics of two-stage LED drivers

2 電感電流紋波分析與比較

采用如圖1(a)所示SiC二極管的CCM Boost PFC變換器,其電感電流iL的紋波ΔiL(t)表達(dá)式為

(1)

式中:d(t)為占空比;TS為開關(guān)周期。由式(1)可知:采用SiC二極管的CCM Boost PFC變換器的電感電流紋波會(huì)隨著|vin(t)|和d(t)的變化而變化,變化情況如圖2所示。采用如圖1(b)所示Si二極管的交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器的兩電感電流相位相差180°,因疊加抵消的作用,總電感電流紋波Δig(t)不大于任一路電感電流紋波,理想電感電流波形如圖3(a)所示。當(dāng)占空比d(t)>0.5或<0.5時(shí),總電感電流ig的波形會(huì)有所不同,如圖3(b,c)所示。取L1=L2,Δig(t)的表達(dá)式為

(2)

圖2 CCM Boost PFC變換器電感理想電流波形示意圖Fig.2 Diagram of inductor current waveform of CCM Boost PFC converter

圖3 交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器電感 電流波形疊加示意圖Fig.3 Diagram of superimposed inductance current waveform of interleaved CRM boost PFC converter

采用N(t)表示疊加總電感電流紋波與任一路電感電流波紋的比值[7],表達(dá)式為

(3)

由式(3)可知:全范圍內(nèi)N(t)≤1;當(dāng)d(t)=0.5時(shí),N(t)=0。在某些特殊時(shí)刻,交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器的總電感電流紋波可為0。

2 基于樣機(jī)實(shí)驗(yàn)的性能比較

根據(jù)交流輸入電壓90 V≤Vin≤277 V、輸出功率480 W、PF>0.98以及THD<10%的技術(shù)指標(biāo),設(shè)計(jì)和制作了2個(gè)LED照明驅(qū)動(dòng)器樣機(jī)用于性能比較。2個(gè)樣機(jī)都采用了相同的后級(jí)DC-DC變換器。但是,樣機(jī)1的前級(jí)為采用SiC二極管的CCM Boost PFC變換器,開關(guān)頻率為92 kHz,而樣機(jī)2的前級(jí)為采用Si二極管的交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器,具體如圖4所示。樣機(jī)前級(jí)部分的主要元器件清單如表1所示。

圖4 480 W的LED照明驅(qū)動(dòng)器樣機(jī)照片F(xiàn)ig.4 Photos of two 480 W prototype LED lighting drivers

表1 樣機(jī)前級(jí)部分的主要元器件清單Table 1 Main components devices of the pre-stage parts of the prototypes

樣機(jī)在Vin全范圍內(nèi)所測(cè)得的主要電氣性能數(shù)據(jù)如表2所示。樣機(jī)在220 V交流輸入時(shí)所測(cè)得的輸入電壓和電流波形圖如圖5所示。由表2和圖5可知:兩種樣機(jī)不僅均滿足設(shè)計(jì)要求,而且效率相近,均大于88%。樣機(jī)1的輸入電流諧波總體表現(xiàn)優(yōu)于樣機(jī)2。在交流輸入電壓范圍的低壓側(cè)(如90 V和120 V),樣機(jī)1的效率比樣機(jī)2的效率低0.7%～0.8%;在交流輸入電壓范圍的高壓側(cè)(如220 V和277 V),樣機(jī)1的效率比樣機(jī)2的效率低0.15%～0.2%。

表2 Vin全范圍內(nèi)樣機(jī)的主要電氣性能數(shù)據(jù)Table 2 Main electrical data of two prototypes within the whole Vin range

圖5 樣機(jī)的輸入電壓和電流波形圖Fig.5 Input voltage and current waveforms of two prototypes

220 V交流輸入時(shí)兩樣機(jī)的PFC電感電流波形圖如圖6所示,均與理論波形圖相符。由圖6可知:在480 W輸出條件下,樣機(jī)1的電感電流iL和樣機(jī)2的總電感電流ig在工頻下紋波表現(xiàn)相近,但在開關(guān)頻率下樣機(jī)2的ig紋波小于樣機(jī)1的iL紋波。樣機(jī)2在某些特殊時(shí)刻ig紋波約為0,這也與理論分析相符。

圖6 樣機(jī)的PFC電感電流波形圖Fig.6 PFC inductor current waveforms of two prototypes

綜上所述,兩種樣機(jī)的主要性能比較結(jié)果如表3所示。

表3 樣機(jī)的主要性能比較

3 結(jié) 論

對(duì)采用SiC二極管的電流連續(xù)模式(CCM)的Boost PFC變換器和采用Si二極管的交錯(cuò)并聯(lián)臨界模式(CRM)的Boost PFC變換器進(jìn)行了分析和設(shè)計(jì),并基于LED照明驅(qū)動(dòng)器樣機(jī)對(duì)兩者進(jìn)行性能比較。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明:兩種樣機(jī)的電氣指標(biāo)均滿足要求,前級(jí)為采用Si二極管的交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC變換器的樣機(jī)2的效率略高,PFC輸入電流紋波更小,可有效減小PFC電感總體積;前級(jí)為采用SiC二極管的CCM Boost PFC變換器的樣機(jī)1的電路結(jié)構(gòu)更簡(jiǎn)單,具有更好的PF和THD性能,可采用更小的EMI濾波器,樣機(jī)總體積更小,成本更低。實(shí)際應(yīng)用中,可根據(jù)具體需求,選擇上述兩種Boost PFC變換器作為L(zhǎng)ED照明驅(qū)動(dòng)器的前級(jí)。