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        北斗三號短基線四頻組合定位方法研究

        2022-11-04 01:01:42王劍超王志斌李春杰楊海峰張凱麗
        測繪工程 2022年6期
        關(guān)鍵詞:窄巷基線北斗

        王劍超,王志斌,李春杰,石 磊,楊海峰,張凱麗,韓 宇

        (1.東南大學 交通學院,南京 211189;2.河北雄安京德高速公路有限公司,河北 霸州 065700;3.河北省交通規(guī)劃設(shè)計研究院有限公司,石家莊 050021)

        當前全世界各種衛(wèi)星導航系統(tǒng)都在不斷建設(shè)和完善,我國的北斗三號全球衛(wèi)星導航系統(tǒng)也在2020年6月宣布組網(wǎng)成功,并提供多頻數(shù)據(jù)服務(wù)[1]。隨著衛(wèi)星數(shù)據(jù)中的信號頻譜類型逐漸增加,多頻組合觀測是時下導航定位技術(shù)發(fā)展的熱門方向之一。研究表明,通過多頻數(shù)據(jù)的線性組合,能夠得到具有長波長、弱電離層延遲、較小觀測噪聲等優(yōu)點的組合觀測值,對于提高模糊度固定效率和提升定位精度都有重要的意義[2]。

        多頻觀測值組合可以改變載波波長,消減幾何方面的誤差影響,因此利于固定整周模糊度[3]?;诖耍延袑W者對不同情況下的多頻組合系數(shù)選擇進行了研究,并經(jīng)過測試驗證了最優(yōu)系數(shù)的正確性[4-5]。文獻[6]對單系統(tǒng)雙頻組合與雙系統(tǒng)單頻組合進行了分析比較,結(jié)果表明單系統(tǒng)雙頻組合能達到與雙系統(tǒng)單頻接近甚至更好的定位效果,但文章僅驗證了雙頻組合,對于更多頻的組合沒有作出進一步的分析。

        目前的相關(guān)研究中,TCAR(three-frequency carrier ambiguity resolution)算法是常用的三頻觀測值組合模糊度解算方法[7-9]。傳統(tǒng)的TCAR算法是利用三頻觀測值線性組合,形成超寬巷、寬巷、窄巷觀測值,然后逐級固定解算模糊度的一種快速解算模糊度的方法,類似的還有CIR(cascaded integer resolution)方法,但由于第二步的寬巷模糊度難以確定,導致了該方法在模糊度解算時成功率并不理想。

        在此基礎(chǔ)上,為了提高多頻模糊度解算效果,文獻[8]提出了一種利用北斗超寬巷輔助GPS寬巷模糊度固定的方法,利用北斗三頻組成超寬巷波長的特點幫助北斗模糊度固定,再利用北斗GPS,實現(xiàn)組合模式下的寬巷模糊度固定。文獻[9-10]針對目前北斗三號已提供5個頻率的數(shù)據(jù),深入地對多頻相位模糊度固定(multi-frequency carrier ambiguity resolution,MCAR)進行了研究,結(jié)果顯示四頻數(shù)據(jù)組合可構(gòu)造更多的弱電離層延遲和小觀測噪聲影響的組合觀測值,對于提高模糊度固定率有重要意義,但時下鮮有對于四頻組合定位方法的研究。

        綜上所述,國內(nèi)外許多學者對北斗等衛(wèi)星系統(tǒng)多頻定位均展開了一定的研究[11-12],同時在三頻組合方法上也早已取得了成熟的理論和實踐成果[13-16],論證了多頻組合解算的可行性,表明了多頻觀測值組合對于模糊度固定及提升定位精度都有關(guān)鍵作用。當前三頻組合方法的研究結(jié)果都已較為成熟,但四頻及以上的多頻組合方法研究仍有很大的探索空間,在研究多頻組合理論和研究多頻模糊度解算方法的基礎(chǔ)上,本文提出了一種北斗四頻組合定位解算方法,并利用實測數(shù)據(jù)對該方法與北斗單頻、北斗三頻組合等方法進行了分析比較。

        1 北斗三號多頻觀測值組合理論

        理論上,北斗的四頻觀測數(shù)據(jù)可以隨機組合成多種不同特性的觀測量,但并不是所有的組合都可以用于定位計算,針對不同的應(yīng)用場景,應(yīng)選取適當?shù)慕M合系數(shù)。

        基于當前北斗三號的多個頻率觀測數(shù)據(jù),通過對不同頻率的相位觀測值進行線性組合,可以獲得波長、電離層延遲等方面具有不同特點的組合觀測值。設(shè)BDS-3的4個頻段(B1C,B1I,B3I,B2a)的頻率分別為f1,f2,f3,f4,波長為λ1,λ2,λ3,λ4,系數(shù)為l,k,m,n,則以周為單位的相位觀測值組合為:

        φ(l,k,m,n)=l·φ1+k·φ2+m·φ3+n·φ4.

        (1)

        相應(yīng)地偽距組合觀測值表示為:

        P(l,k,m,n)=

        (2)

        組合后的頻率、波長和整周模糊度為:

        f(l,k,m,n)=l·f1+k·f2+m·f3+n·f4,

        (3)

        (4)

        N(l,k,m,n)=l·N1+k·N2+m·N3+n·N4.

        (5)

        式中:c表示光速;N表示整周模糊度。此外,設(shè)β(k,l,m,n)和θ(k,l,m,n)分別表示一階和二階電離層延遲度因子,則可得其計算式為:

        (6)

        (7)

        在本研究中,設(shè)各頻率的觀測值噪聲都相等且相互獨立,則對應(yīng)的多頻偽距及載波相位觀測噪聲滿足:

        (8)

        (9)

        其中,η(k,l,m,n)表示比例系數(shù)并且有:

        (10)

        通過不同的組合系數(shù)可以組合得到不同波長的虛擬觀測值,將不同組合按波長長短分為超寬巷(EWL,λ≥2.93)、寬巷(WL,0.75≤λ<2.93)、窄巷(NL,0.10≤λ<0.19),對北斗三號4個頻點的數(shù)據(jù)部分組合信息進行統(tǒng)計,如表1所示。

        表1 不同信號組合及相關(guān)信息

        從表1中可以發(fā)現(xiàn),不同的組合形式得到的虛擬觀測值在波長、電離層延遲以及觀測噪聲方面很難同時滿足選擇標準,因此,針對某一標準進行組合系數(shù)選擇時并不一定能夠獲得最佳的模糊度固定效果,在實際使用時需要針對實際場景進行組合系數(shù)的選取。

        針對雙頻窄巷模糊度有時難以固定的問題,本文提出四頻雙窄巷組合模型,通過聯(lián)立兩個獨立不相關(guān)的雙頻窄巷觀測方程,增加多余觀測量,從而提高模糊度解算的效率和可靠性,因此,文中選取表1中的(0,1,1,0)及(1,0,0,1)兩個窄巷組合進行四頻組合定位模型的構(gòu)造。

        2 北斗三號四頻組合定位解算模型

        2.1 北斗三號四頻組合方法

        首先采用(1,0,0,1)的組合系數(shù)選取B1C和B2a頻率進行雙頻窄巷組合,設(shè)這兩個頻率的窄巷組合為NL1,則得到相應(yīng)的雙差偽距和載波相位觀測方程為:

        Δ?PNL1=Δ?ρ+Δ?I+Δ?T+Δ?ε,

        (11)

        λNL1Δ?φNL1=

        Δ?ρ+λNL1Δ?NNL1-Δ?I+Δ?T+Δ?ε.

        (12)

        同理,采用(0,1,1,0)將另外的B1I和B3I頻率進行雙頻窄巷組合,設(shè)窄巷組合為NL2,則得到的組合方程為:

        Δ?PNL2=Δ?ρ+Δ?I+Δ?T+Δ?ε,

        (13)

        λNL2Δ?φNL2=

        Δ?ρ+λNL2Δ?NNL2-Δ?I+Δ?T+Δ?ε.

        (14)

        當一個歷元中有n+1顆共視衛(wèi)星時,NL1雙頻窄巷組合可以分別列出n個偽距觀測方程和n個載波相位觀測方程,相應(yīng)的NL2雙頻窄巷組合也可以列出n個偽距觀測方程和n個載波相位觀測方程,僅存在2n+3個未知數(shù),聯(lián)立所有方程可以進行單歷元的解算,通過線性化可以得到誤差方程為:

        (15)

        其中,A矩陣為基線向量的系數(shù)陣,B矩陣為模糊度陣Δ?N的系數(shù)陣,具體為:

        (16)

        (17)

        LL,LP分別為載波相位和偽距觀測方程的常數(shù)陣,設(shè)流動站和基準站分別為i,j,k為參考星,則常數(shù)陣具體為:

        LL=

        (18)

        LP=

        (19)

        通過上述觀測模型,結(jié)合卡爾曼濾波實現(xiàn)模糊度浮點解的單歷元解算,同時可以獲得其協(xié)方差陣,通過LAMBDA算法即可對模糊度搜實現(xiàn)固定。

        2.2 附有模糊度參數(shù)的卡爾曼濾波方法

        根據(jù)組合觀測方程,可以得到相應(yīng)的卡爾曼濾波狀態(tài)方程和觀測方程為:

        (20)

        各參數(shù)含義如表2所示。

        表2 卡爾曼濾波方程各參數(shù)意義

        在利用卡爾曼濾波解算雙差模糊度浮點解時,設(shè)某歷元觀測到的共視衛(wèi)星為n,相應(yīng)的就有3個坐標改正數(shù)和2n個模糊度組成待求參數(shù),因而狀態(tài)向量和系數(shù)矩陣可設(shè)置為:

        Xk=

        [δX,δY,δZ,Δ?N11,Δ?N12,…,Δ?Nn1,Δ?Nn2]T,

        (21)

        (22)

        式中:δX,δY,δZ為三維坐標改正值;Δ?Nn為待求窄巷組合雙差模糊度;Ak為坐標改正值的系數(shù)陣;λ為載波波長構(gòu)成的待求雙差模糊度系數(shù)。在實際求解中,三維坐標改正值初值可設(shè)為0,根據(jù)偽距和載波的函數(shù)關(guān)系,雙差模糊度初值則可由式(23)求得。

        Δ?N=(Δ?P-Δ?L)/λ.

        (23)

        由于初值并不夠精確,因而一般將初始狀態(tài)協(xié)方差矩陣初值設(shè)為較大值,為:

        (24)

        在進行靜態(tài)測量時,接收機位置不會發(fā)生變化,因此靜態(tài)測量的狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣一般設(shè)為單位陣,而動態(tài)噪聲陣一般設(shè)為零矩陣。結(jié)合卡爾曼濾波的更新步驟,即可對代求參數(shù)進行估計。

        需要注意的是,隨著觀測時長變長,衛(wèi)星可能會發(fā)生升起或者降落,因而雙差模糊度也會發(fā)生相應(yīng)的變化,因此需要設(shè)置相應(yīng)的轉(zhuǎn)換矩陣,當衛(wèi)星升降時對狀態(tài)向量進行轉(zhuǎn)換[9]。

        3 算例分析

        3.1 數(shù)據(jù)來源

        本試驗數(shù)據(jù)是利用接收機在江蘇省南京市江寧區(qū)實地接收的GNSS數(shù)據(jù),分別為長度17 m的基線SJTH-JSJN以及長度3 km的基線Coor1650-JSJN;基線SJTH-JSJN數(shù)據(jù)觀測時間為2021-1-15 UTC00:00:00—00:20:00,采樣間隔為1 s,共計 1 200個歷元的數(shù)據(jù);基線Coor1650-JSJN數(shù)據(jù)觀測時間為2021-6-14 UTC08:00:00—14:00:00,采樣間隔為30 s,共計720個歷元的數(shù)據(jù)。兩組數(shù)據(jù)分別通過BDS單頻方法,BDS-3三頻TCAR方法和BDS-3四頻方法3種方案進行處理。

        3.2 精度分析

        在數(shù)據(jù)預(yù)處理后,分別通過上述3種方法進行解算,并以中海達解算軟件HGO的坐標解算結(jié)果為真值計算定位精度,結(jié)果如圖1和圖2所示。

        從總體趨勢上來看,在17 m的短基線中,平面方向的解算結(jié)果比較穩(wěn)定,定位誤差均在3 mm以內(nèi),高程方向解算結(jié)果波動較大,但總體定位誤差也優(yōu)于6 mm;在3 km的短基線中,3種方法的解算結(jié)果定位誤差均能達到N,E方向3 mm,U方向7 mm。

        為更加直觀地分析3種解算方法的相對定位精度,本文統(tǒng)計了兩組基線數(shù)據(jù)多種解算方式的標準差和均方根誤差值(RMSE),分析解算結(jié)果的內(nèi)符合精度和外符合精度,解算結(jié)果如圖3和圖4所示。

        圖1 三種解算方式定位結(jié)果(基線SJTH-JSJN)

        圖2 三種解算方式定位結(jié)果(基線Coor1650-JSJN)

        圖3 三種解算方式標準差及均方根誤差(基線SJTH-JSJN)

        圖4 三種解算方式標準差及均方根誤差(基線Coor1650-JSJN)

        從圖3和圖4中可以看出,在兩組試驗中,3種解算方式的標準差及均方根誤差的總體趨勢大體一致。從標準差來看,在17 m長的基線SJTH-JSJN中,3種方法在N,E方向上均在1.5 mm左右,U方向為2.5 mm左右,其中BDS-3四頻組合方法定位穩(wěn)定性較好;在3 km的基線Coor1650-JSJN中,3種方法N,E方向都在2 mm以內(nèi),U方向上2.5 mm左右,其中BDS-3四頻組合方法在N,E方向上達到1.5 mm以內(nèi),U方向上達到2 mm以內(nèi),同樣體現(xiàn)了3種方法中BDS-3四頻組合方法的穩(wěn)定性較好。

        從均方根誤差來,在基線SJTH-JSJN中,3種方法在N,E方向上均小于3 mm,U方向在5 mm左右,其中BDS四頻組合解算結(jié)果最佳,平面精度優(yōu)于2 mm,高程方向精度達到3.6 mm;在基線Coor1650-JSJN中,3種方法平面精度均在5 mm以內(nèi),高程方向BDS-3四頻組合方法解算結(jié)果最佳在5.5 mm,三頻TCAR方法最差在7.5 mm,實驗同樣體現(xiàn)了BDS-3四頻組合方法在總體精度上與其他方法精度接近甚至更佳。為了進一步體現(xiàn)三頻組合與其他解算方式的精度差距,統(tǒng)計了表3和表4。

        表3 SJTH-JSJN基線解算結(jié)果RMSE統(tǒng)計 mm

        表4 Coor1650-JSJN基線解算結(jié)果RMSE統(tǒng)計 mm

        從表3和表4中可以看出,BDS四頻組合的解算結(jié)果總體要優(yōu)于另外兩種解算方法。在17 m的短基線SJTH-JSJN中,與BDS單頻方法相比,N,E,U方向分別提升了63.6%、22.2%、20.0%,相比于BDS-3三頻方法提升了33.3%、76.6%、36.8%;在3 km的短基線Coor1650-JSJN中,與BDS單頻方法相比,N,E,U方向分別提升了10.3%、-3.3%、9.6%,而相對于BDS-3三頻方法提升了16.1%、11.4%、27.2%。可以發(fā)現(xiàn),在兩組試驗中BDS-3四頻組合方法總體的定位解算精度要優(yōu)于其他兩種方法,因此,可以證明該四頻組合方法具有一定的可行性和可靠性。

        4 結(jié)束語

        本文提出了一種短基線北斗四頻組合的定位解算方法,并利用實測的數(shù)據(jù)進行試驗,比較了BDS-3四頻組合方法與BDS單頻,BDS-3三頻TCAR方法的定位精度,結(jié)果表明:

        1)在17 m的短基線下,該方法平面精度優(yōu)于 2 mm,高程方向精度優(yōu)于4 mm;在3 km的短基線中,平面精度優(yōu)于4.5 mm,高程方向精度優(yōu)于6 mm。

        2)綜合兩組試驗結(jié)果,該四頻組合方法相比于BDS單頻方法平面精度平均提高了35.6%,高程精度平均提高了16.1%;相比于三頻TCAR方法平面精度平均提高了46.6%,高程精度平均提高了33.2%,在本次實驗中總體定位解算效果優(yōu)于單頻和三頻解算方法。

        3)本文討論的方法目前僅限于短基線情況下的測試,若要進行中長基線的分析,針對對流層延遲及電離層延遲等的影響,或需建立不同的定位解算模型。同時,應(yīng)增加對于該方法的試驗測試數(shù)據(jù),建立持續(xù)分析的過程,對其性能進行多方面的評估。

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