尚林林，周盼，趙鵬

（深圳市國微電子有限公司，廣東 深圳 518000）

0 引言

常見的DC-DC 電源、電源監(jiān)控等電源芯片，一般會使用振蕩器電路產(chǎn)生時鐘信號，用于延遲、監(jiān)控等。而完全集成的RC 振蕩器具有較好的溫度變化性能，可以用來取代晶體振蕩器，以減少電源芯片的尺寸和成本[1-3]。RC 振蕩器的頻率和功耗是其主要的性能指標(biāo)[4-5]。但是RC 振蕩器的頻率易受到電源電壓、溫度的影響，傳統(tǒng)RC 振蕩器結(jié)構(gòu)中的比較器遲滯時間也會給振蕩器頻率帶來誤差[6]。

如何減少溫度、電源電壓對振蕩器周期的影響是設(shè)計(jì)高精度RC 振蕩器的主要難點(diǎn)。當(dāng)前RC 振蕩器電路溫度補(bǔ)償?shù)闹T多方案中，常見采用正負(fù)溫度系數(shù)線性電阻疊加，產(chǎn)生不受溫度影響的充電電流[7-8]，具有結(jié)構(gòu)簡單、容易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，但是也存在線性補(bǔ)償?shù)碾娮枳柚狄资軠囟?、電源電壓發(fā)生較大的變化，阻值精度不夠等缺陷。對于電源電壓補(bǔ)償?shù)姆桨钢?，主要利用電源到地的分壓電阻產(chǎn)生與電源電壓成比例的翻轉(zhuǎn)電平[9]，雖然這種結(jié)構(gòu)可以有效地消除電源電壓變化對振蕩器周期的影響，但也存在不足之處，很難產(chǎn)生與電源電壓相關(guān)而與溫度無關(guān)的充電電流。對于比較器的遲滯時間帶來的誤差，一般采用的是對稱結(jié)構(gòu)的雙比較器結(jié)構(gòu)[10]，可以有效消除比較器遲滯時間帶來的誤差，但是也存在電容和比較器的失配造成的誤差[11]，同時會增加電路的復(fù)雜程度，增加功耗和電路實(shí)現(xiàn)成本。

1 高精度、低功耗RC 振蕩器電路設(shè)計(jì)

如圖1 所示，本文設(shè)計(jì)的高精度、低功耗RC 振蕩器由基準(zhǔn)模塊和RC 電路產(chǎn)生模塊構(gòu)成。其中基準(zhǔn)模塊包括基準(zhǔn)產(chǎn)生電路和帶5 位譯碼器的高精度數(shù)字修調(diào)電路；RC 電路產(chǎn)生模塊包括比較器、整形模塊和D 觸發(fā)器構(gòu)成。所設(shè)計(jì)的是一種單比較器結(jié)構(gòu)的RC 振蕩器，采用窄脈沖觸發(fā)的形式，產(chǎn)生固定占空比的振蕩信號。比較器為固定參考電壓VREF，可以有效減小單比較器由于比較器參考電壓的改變，導(dǎo)致時鐘信號上升沿的時間和下降沿的時間不完全相等，帶來時鐘周期誤差[12]，并通過引入電源電壓補(bǔ)償電路和溫度補(bǔ)償電路使其對電壓、溫度的敏感度降低,從而提供穩(wěn)定且精確的時鐘信號。同時RC 振蕩器產(chǎn)生電路只有一個比較器、整形模塊和D觸發(fā)器，電路具有結(jié)構(gòu)簡單、功耗較小、成本較低等特點(diǎn)。

1.1 RC 振蕩器結(jié)構(gòu)分析

本文所設(shè)計(jì)的RC 振蕩器其工作原理與一般比較器結(jié)構(gòu)的RC 振蕩器類似，不同的是采用的單比較器加D觸發(fā)器結(jié)構(gòu)，采用的窄脈沖觸發(fā)的形式，產(chǎn)生一定周期的時鐘信號波形。其中PMOS 管MP0、MP1、MP2 的寬長比相同，NMOS 管MN1 和MN2 的寬長比相同，在比較器的輸出端添加C2為濾波電容，可以減小電源變化對施密特反相器翻轉(zhuǎn)電平的干擾。圖2 所示為所設(shè)計(jì)的RC振蕩器原理示意圖，鏡像電流IREF對電容C1充電，當(dāng)電容C1上的電壓達(dá)到比較器參考電壓VREF時，比較器輸出端從高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，MN3 管打開，電容C1快速放電到低電平；然后經(jīng)過復(fù)位延遲時間（rst）后，比較器輸出端從低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，關(guān)閉MN3 管；電容C1開始充電，當(dāng)電容C1上的電壓達(dá)到比較器參考電壓VREF時比較器輸出端從高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，MN3 管打開。再通過整形模塊減小電源對信號的干擾，反復(fù)進(jìn)行在P點(diǎn)處產(chǎn)生周期性的窄脈沖方波信號最后通過D 觸發(fā)器，產(chǎn)生固定占空比的振蕩信號。

1.2 振蕩器周期

振蕩器的周期主要由四部分時間組成：電容C1充電到比較器VN端電壓的時間t1；比較器輸出端從高電平向低電平跳變的遲滯時間tf；比較器輸出端從低電平向高電平跳變的遲滯時間tr；RC 產(chǎn)生電路的傳輸延遲τ。振蕩器周期T 見式（1）：

其中rst、td、tsw分別為復(fù)位延遲時間、整形模塊延遲時間、開關(guān)管MN3 的延遲時間。td、tf、tsw都在10 ns 以內(nèi)，對振蕩器周期精度影響很小。所以振蕩器周期T 等效于：

其中RC 產(chǎn)生電路的傳輸延遲τ 主要是比較器失配和電路傳輸延遲導(dǎo)致的。為了設(shè)計(jì)低失調(diào)電壓比較器，增大了輸入對管的面積，同時在版圖上也進(jìn)行了高精度匹配布局等。所設(shè)計(jì)電路沒有高阻抗節(jié)點(diǎn)，整體電路的傳輸延遲比較小，對振蕩器周期影響不大。下面具體計(jì)算t1、tr的值：

其中VREF是與電源電壓和溫度無關(guān)的帶隙基準(zhǔn)電壓；VH是施密特反相器的高電平翻轉(zhuǎn)電壓；IREF、IVDD分別為受溫度影響的電容C1充電電流、受電源電壓影響的VDD對電容C2的充電電流。通過式（4）、式（5）可知，t1、tr受溫度和電源電壓的影響。

1.3 電源電壓補(bǔ)償電路

圖1 中整形使用的CMOS 施密特反相器的結(jié)構(gòu)如圖3 所示，其翻轉(zhuǎn)電壓VH和VL與MOS 管的寬長比有關(guān)。PMOS 管寬長比相同，NMOS 管的寬長比也相同時，可以得到：

由式(6)、式(7)可以看出VH、VL與VDD相關(guān)，整形電路的閾值電壓的變化會導(dǎo)致比較器遲滯時間的變化，造成振蕩器的頻率隨VDD變化而變化。同時影響振蕩器頻率的主要是比較器輸出由低電平翻轉(zhuǎn)成高電平的遲滯時間tr。

引入圖4 所示電源電壓補(bǔ)償電路，VDD可以對電容C2充電，當(dāng)VDD變大時，施密特反相器的翻轉(zhuǎn)電壓VH變大，導(dǎo)致比較器輸出翻轉(zhuǎn)成高電平的遲滯時間變長，但VDD通過MP3 對電容C2充電電流也變大，使電容C2上的電壓上升更快，減小遲滯時間，形成負(fù)反饋。利用這種負(fù)反饋?zhàn)饔茫梢詼p小VDD對振蕩頻率的影響。

當(dāng)VN端電壓降到與VP端電壓相等后，比較器偏置電流nIREF對電容C2充電。此時圖4 中的MP3 管已經(jīng)開啟，VDD通過R4對電容C2充電，從0 充電至VH，平均充電電流近似為IVDD≈，從低電平向高電平跳變的遲滯時間tr為：

將式（8）帶入式（5）中，可得：

其中VTHN為NMOS 管的閾值電壓，IREF是本文所要設(shè)計(jì)的與溫度、電源電壓無關(guān)的充電電流，n 為常數(shù)。理論上使IVDD＞nIREF，可以忽略比較器偏置電流nIREF的影響，認(rèn)為第二項(xiàng)分子與分母同時變化，可以減小VDD變化對周期的影響，穩(wěn)定振蕩頻率，達(dá)到電源補(bǔ)償?shù)哪康摹?/p>

1.4 溫度補(bǔ)償

MOSFET 進(jìn)入穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通的情況下，其導(dǎo)通電阻具有正溫度特性[13]。多晶電阻一般具有負(fù)溫度特性，兩者之間進(jìn)行溫度系數(shù)的線性疊加，產(chǎn)生零溫度系數(shù)的電阻。具體實(shí)現(xiàn)方式如圖5 所示。

補(bǔ)償電路中的電阻和電流的關(guān)系如下：

其中R0為多晶電阻，RON為MN0 的線性導(dǎo)通電阻，R 為補(bǔ)償后的等效阻抗。將式（10）對溫度求偏導(dǎo)有：

當(dāng)式（12）的值為0時，R 對溫度的偏導(dǎo)數(shù)為0，即該支路的等效電阻對溫度不敏感，理論上可以得到零溫度系數(shù)電流IREF。所以設(shè)計(jì)合適的R0和RON，可以得到與溫度無關(guān)的電阻R，達(dá)到溫度補(bǔ)償?shù)哪康摹Ｓ捎趨⒖茧妷篤REF的偏差，無法保證在各種條件下都能產(chǎn)生恒定值的零溫度系數(shù)電流IREF，因此引入帶5 位譯碼器高精度、低功耗數(shù)字修調(diào)電路，確保在各種條件下都能產(chǎn)生恒定值的零溫度系數(shù)電流IREF。

1.5 高精度、低功耗數(shù)字修調(diào)電路

圖5 中的NMOS 管MN0 工作在線性區(qū)，它的導(dǎo)通電阻RON，可表示為：

其中μncox為器件跨導(dǎo)參數(shù)，(W/L)MN0為MN0 管的寬長比，VGS、VTH分別是柵-源電壓和閾值電壓。傳統(tǒng)的一般使VGS=VDD，會導(dǎo)致RON的阻值隨著VDD變化，造成支路等效電阻R 的隨著VDD波動，溫度補(bǔ)償難度增加。本文設(shè)計(jì)采用的VGS=VREF,保證RON具有較高的精度。圖6 為帶隙基準(zhǔn)電路，包括啟動電路、基準(zhǔn)產(chǎn)生電路、修調(diào)電路。

圖7 是高精度、低功耗數(shù)字修調(diào)電路。包括低功耗的電流比較器模塊、5 位譯碼器、電阻修調(diào)網(wǎng)絡(luò)。

如 圖7所示，F(xiàn)USE ＜0:4 ＞為熔絲PAD，F(xiàn) ＜0:4 ＞為 所對應(yīng)的控制信號，作為譯碼器的輸入信號。rm為熔絲電阻（未燒斷之前是mΩ 級別，燒斷后≥1 MΩ），電流比較器每條支路偏置電流相等，其中M1～M4 器件的寬長比相同，M0 的寬長比小于M1 的寬長比。當(dāng)rm未熔斷時，F(xiàn)＜X＞保持低電平，當(dāng)rm熔斷后，rm為高阻態(tài)，F(xiàn)＜X＞輸出高電平。F＜X＞為譯碼器的輸入信號，譯碼器根據(jù)輸入信號的代碼情況輸出相應(yīng)的控制信號到電阻修調(diào)網(wǎng)絡(luò)模塊中，控制級聯(lián)電阻輸出的個數(shù)，實(shí)現(xiàn)修調(diào)的效果。本電路VREF在PVT 環(huán)境下，變化范圍為：-2.5%～2.5%，數(shù)字修調(diào)電路可以實(shí)現(xiàn)正負(fù)16 位修調(diào)，修調(diào)精度為0.3%,可以滿足VREF修調(diào)的需要。所設(shè)計(jì)電流比較器是一種低功耗結(jié)構(gòu)，每條支路偏置電流為100 nA 左右。圖8為IREF補(bǔ)償前后對比圖，圖9 為IREF在不同電源電壓下溫度掃描仿真情況。

2 仿真結(jié)果分析

本文RC 振蕩器基于Cadence 平臺，Spectre 仿真工具對整體電路進(jìn)行仿真。仿真器電源電壓范圍為2.5 V～5.5 V，振蕩器誤差范圍為-0.8%～+0.14%，仿真器溫度范圍為-40°C～125°C，振蕩器誤差范圍為-0.3%～+0.79%。整個RC 振蕩器電路最大工作電流為5.1 μA，其中RC電路產(chǎn)生模塊最大工作電流為0.9 μA，振蕩器輸出頻率為11.6 kHz。圖10 為振蕩器時鐘信號波形。

圖11、圖12 分別是振蕩器周期對電源電壓和溫度靈敏度仿真情況。

表1 為本文與近年相關(guān)文獻(xiàn)[14-16]的主要性能參數(shù)對比，由表中數(shù)據(jù)可看到，本文的振蕩器對電源電壓、溫度的敏感性較弱，對比同類型的論文，在核心參數(shù)指標(biāo)上面有一定的競爭性。

表1 性能參數(shù)的比較

3 結(jié)論

本文提出了一種結(jié)構(gòu)簡單的單比較器結(jié)構(gòu)的RC 振蕩器，避免了電路的復(fù)雜度，降低電路的實(shí)現(xiàn)成本。通過引入溫度和電源電壓補(bǔ)償電路減小了振蕩器頻率對電源電壓和溫度的敏感度，設(shè)計(jì)了一種帶5 位譯碼器的高精度數(shù)字修調(diào)電路，有效地提高了修調(diào)電阻的精度。電路采用0.35 μmBCD 工藝實(shí)現(xiàn)，仿真結(jié)表明，振蕩器周期對電壓的敏感系數(shù)為0.31%/V，對溫度的敏感系數(shù)為57 ppm/°C，最大靜態(tài)電流為5.1 μA，可滿足高精度、低功耗電源監(jiān)控芯片的性能需求。