李哲，厲成元，袁媛，陳玉杰，王自滿

（天津電氣科學研究院有限公司，天津 300180）

絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）因具備較寬的工作電壓范圍和大電流的處理能力等優(yōu)勢，在能源發(fā)電、電動汽車等領域已得到廣泛應用[1]。IGBT作為工業(yè)領域最為普遍使用的半導體器件，其功率管的穩(wěn)定運行對于工業(yè)生產(chǎn)尤為重要，因此對于IGBT溫度的把控更是重中之重[2]。只有IGBT的結溫低于Tjmax（Tjmax為IGBT晶體管允許的最高溫度值）時，功率管才能正常工作，當遇到系統(tǒng)運行不穩(wěn)定，系統(tǒng)過載等異常情況時，IGBT的結溫仍要控制在Tjmax以下。為此在進行IGBT功率管器件選型時通常會充分考慮器件的安全性，選取大冗余的IGBT來留出較大的溫度余量。但選擇IGBT功率越大，器件成本越高，造成了器件資源浪費[3]。由此，準確估測出IGBT結溫并保證器件在允許溫度范圍內(nèi)工作，不僅有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定運行，在資源的合理配置方面也具有重大意義。

當前普遍采用熱敏測量法進行IGBT結溫估計，文獻[4]提出了IGBT模塊中負溫度系數(shù)（negative temperature coefficient，NTC）熱敏電阻的使用方法，將NTC熱敏電阻集成在電力電子模塊中，作為溫度傳感器測得芯片溫度。但具有負溫度系數(shù)的熱敏電阻值與溫度呈非線性關系，不便于進行溫度觀測。文獻[5]對NTC熱敏電阻R-T特性進行了深入研究，采用最小二乘法擬合求得熱敏電阻值與溫度特性的方程系數(shù)，通過Matlab編程進行數(shù)據(jù)處理，最終實現(xiàn)線性化觀測。文獻[6]提出IGBT芯片產(chǎn)生的大部分熱量經(jīng)散熱片直接擴散到外部環(huán)境中，而NTC熱敏電阻無法與芯片直接接觸，采集到的熱量僅為通過覆銅陶瓷基板（direct copper bond，DCB）傳導到傳感器的部分熱量。由此，采用NTC熱敏電阻測量IGBT結溫不夠精確。

IGBT模塊工作時，其電參數(shù)會隨芯片結溫變化而變化，通過研究電參數(shù)變化規(guī)律估測IGBT結溫是目前的研究熱點[7]。文獻[8-9]研究了靜態(tài)電參數(shù)——飽和導通壓降Vce-on，當Imin=100 mA時Vce-on與結溫有較好線性關系，一旦電流過大，線性失效無法準確測量結溫。文獻[10]研究了動態(tài)電參數(shù)——門極峰值電流Ig-peak，得出門極峰值電流與模塊電阻值對應關系，進而得到不同阻值下與IGBT結溫曲線，但無法排除電阻外其他電參數(shù)的干擾，影響結溫估計準確性。

綜上所述，本文提出一種基于熱阻抗模型的IGBT結溫估計方法。將IGBT模塊中的晶體層到散熱器間的各功能層抽象為熱阻模型，通過仿真建模得到確定工況下IGBT的估計結溫。在同等外部環(huán)境輻射溫度下，按照同工況運行設備，將建模結果與實驗數(shù)據(jù)相驗證，證明建模結溫估計的準確性，進而有效進行IGBT結溫估計。

1 IGBT功率損耗計算

IGBT模塊的熱損耗主要來自于IGBT功率管和續(xù)流二極管（freewheeling diode，F(xiàn)WD）。IGBT工作時，功率管按一定頻率開通、關斷，壓降與電流相互作用產(chǎn)生熱損耗，機械能轉換為熱能，由機械損耗產(chǎn)生熱量。二極管FWD導通期間也存在導通熱損耗，但相對于FWD的開關損耗（反向恢復損耗）可忽略不計。產(chǎn)生的熱損耗以熱傳導的方式散熱，但因工作過程的持續(xù)性，過多的能量聚集會不可避免地提高IGBT器件溫度，影響IGBT的工作效率，因此IGBT的結溫與其熱損耗密切相關，準確計算IGBT模塊的熱損耗對器件的安全使用至關重要。

IGBT模塊的總損耗如圖1所示。

圖1 IGBT模塊的總損耗Fig.1 The total power dissipation of IGBT module

由于IGBT單元導通時管內(nèi)會有飽和壓降Vce，F(xiàn)WD單元導通時管內(nèi)會有飽和壓降VF，飽和壓降分別與流經(jīng)IGBT的電流IC，流經(jīng)FWD的電流ID作用產(chǎn)生導通損耗。IGBT單元與FWD單元在導通狀態(tài)下的損耗分別如下：

式 中：rI，rD分 別為 導通 狀 態(tài) 下IGBT及FWD的電阻值。

參考器件手冊可得出器件飽和壓降Vce，導通電阻rD與結溫有以下關系：

式中：Vce_25℃，rI_25℃分別為功率模塊IGBT的飽和壓降和導通阻值；VF_25℃，rD_25℃分別為FWD飽和壓降和導通阻值；Kv，I，Kv，D，Kr，I，Kr，D分別為IGBT，F(xiàn)WD的Vce和rI的 溫 度 系 數(shù)；Tj，I和Tj，D分 別 為IGBT和FWD的結溫，其中環(huán)境溫度為25℃。

IGBT單元和FWD單元的開關損耗分別為

式中：fSW為模塊的動作頻率；EI,S(II,(t))為t時刻IGBT開、關一次的能量損耗；ED,S(ID(t))為t時刻FWD開、關一次的能量損耗。

式中：Eon，Eoff為導通和關斷損耗；Udc為變流器直流側電壓值；UN，IN分別為IGBT模塊額定電壓和電流；KI，S為IGBT模塊開關損耗的溫度修正系數(shù)。

本文選用的IGBT品牌為Infineon，型號為FF450R12ME4，變流器在額定工況運行時的參數(shù)設定值如下所示：直流電壓Vdc=600 V，均方根電流Irms=252 A，頻率f=50 Hz，開關頻率fs=3 200 Hz，調(diào)制系數(shù)m=0.61，功率因數(shù)1。

目前，半導體公司已開發(fā)出多款功率損耗計算軟件，本文選用IPOSIM軟件進行熱損耗計算。依據(jù)額定運行參數(shù)，由IPOSIM軟件運算得出功率管和FWD續(xù)流二極管的熱損耗如表1所示。

表1 FF450R12ME4功耗數(shù)值表Tab.1 FF450R12ME4 power consumption table

一個功率管熱損耗為PPERIGBT=198 W，一個FWD續(xù)流二極管熱損耗為PPERD=85 W。根據(jù)本文所選用英飛凌FF450R12ME4模塊原理可知，一個模塊中有兩個功率管和兩個FWD續(xù)流二極管，因此對于一個模塊總損耗P=2×PPERIGBT+2×

PPERD=566 W。

2 熱阻模型搭建

通過建立熱路模型，可以有效反映帶有內(nèi)部熱阻的半導體器件的熱容量的物理傳導過程[11]。目前，隨著對于模塊熱特性的深入研究，比較通用的熱流路徑模型包括連續(xù)網(wǎng)絡熱路模型（Cauer模型）和局部網(wǎng)絡熱路模型（Foster模型）。其中Cauer模型的建立需要得到每一功能層的材料特性，實現(xiàn)難度大。本文選用Foster局部網(wǎng)絡熱路模型，建立以下過程的熱傳導路徑：模塊中結到殼的熱傳導，殼到散熱器表面熱傳導和散熱器與周圍環(huán)境的熱傳遞，其中散熱器熱阻值可由本文選取的特定散熱片參數(shù)計算得到，熱量傳導路徑等效熱路如圖2所示。

圖2 模塊等效熱阻模型圖Fig.2 Module equivalent thermal resistance model diagram

當熱量在物體內(nèi)部以熱傳導的方式傳遞時，熱量在熱流路徑上遇到的阻力稱為該物體的導熱熱阻。熱阻的計算公式可以由物體兩端溫度差與熱源的功率之間的比值得出：

式中：R為熱阻，單位K/W；T2，T1為物體兩端的溫度；P為發(fā)熱源的功率值。

由圖2所示熱網(wǎng)絡模型圖及熱阻公式，可得：

其中

式中：TJ，TAmbient分別為模塊溫度和環(huán)境溫度。

在額定工況運行條件下，模塊到散熱器上的溫差值ΔT由晶體管的熱損耗PV和模塊到散熱器上的熱阻值R共同決定。其中，模塊的熱損耗PV通過IPOSIM求得，模塊到散熱器上的熱阻值反映了介質的傳熱能力，熱阻值R的大小取決于模塊的內(nèi)部結構和工藝技術等因素。

對于不同廠家生產(chǎn)的IGBT模塊，由于其內(nèi)部結構、線路鋪設、工藝技術等均有所差異，因此熱阻值并不相同。根據(jù)Infineon FF450R12ME4模塊數(shù)據(jù)手冊提供的參數(shù)，晶體管中結-外殼熱阻RIJC=0.066 K/W，外殼-散熱器熱阻RICH=0.03 K/W。由此，晶體管結-散熱器熱阻RIJH=RIJC+RICH=0.096 K/W。

由第1節(jié)內(nèi)容可以求出模塊中功率管的熱損耗PI=198 W，ΔTIJH=PI×RIJH=19℃。據(jù)模塊數(shù)據(jù)手冊提供的二極管FWD參數(shù)，晶體管中結-外殼熱阻RDJC=0.1 K/W，外殼-散熱器熱阻RDCH=0.045 K/W。

由此二極管FWD結-散熱器熱阻RDJH=RDJC+RDCH=0.145 K/W，由上一節(jié)已經(jīng)求出模塊FWD續(xù)流二極管的熱損耗PD=85 W，ΔTDJH=PD×RDJH=12.325℃。

散熱器熱阻計算：

式中：L為熱流始點終點間距離，單位m；λ為散熱器金屬熱導率，單位W/（mK）；S為熱流流通截面積，單位m2。

一組散熱器上有四塊IGBT模塊，建模參數(shù)設定為：L＝0.06 m；λ＝207（鋁材熱導率）；S＝0.1×0.14＝0.014 m2；RHA＝0.020 7 K/W；ΔTHA＝PV×RHA＝4×566 W×0.020 7 K/W＝46.86℃；ΔT＝TJ-TAmbient＝ΔTIJH+ΔTDJH+ΔTHA＝78.185℃，此溫差值ΔT為額定工況下結溫的理論值。

3 熱阻模型實現(xiàn)

在變流器產(chǎn)品研發(fā)前期，工程師通過搭建器件模型，向模型中輸入運行參數(shù)，得到不同工況下產(chǎn)品所具備的散熱能力，搭建模型可以顯示產(chǎn)品內(nèi)部及周圍熱流路徑，通過增設散熱控制環(huán)節(jié)，最終對產(chǎn)品的散熱情況進行合理評估。通過預判產(chǎn)品散熱方案的合理性，有效節(jié)約研發(fā)時間和打樣成本，對產(chǎn)品的設計方案選取具有很強參考價值。據(jù)此，本研究選用如圖3所示的導熱通路進行建模。

圖3 功率元件內(nèi)部導熱通路圖Fig.3 Internal heat conduction path diagram of power components

功率模塊的內(nèi)部結構復雜，一個模塊由若干功能層壓制而成，大體分為以下幾層：晶體層、DCB銅板層、DCB陶瓷層、焊料層、基板。其中芯片上方被隔離膠包裹，DCB層為覆銅陶瓷基板，由銅板夾陶瓷材料構成，陶瓷材料保證了器件的電氣絕緣，銅板更有利于器件散熱?；迕鏋榉墙^對光滑界面，為了達到更好的散熱效果，需在基板與散熱器間填充散熱硅脂。

由于模塊功能層及散熱材料多樣，通過理論計算得出各層材料的導熱率工作量大，在保證準確性的基礎上，將模塊中結到殼，殼到散熱器表面的各個功能層抽象為熱路模型進行建模。在一定工況下，模塊功率值PV確定，當給該熱路模型賦予不同的熱導率λ時，得到熱路模型對應的熱阻值，已知三個變量之間的關系，通過模型計算得到在不同熱導率參數(shù)下的溫差值，將該溫差值與上文理論計算出的ΔT進行比較，進而算出散熱模型的熱導率參數(shù)，該熱導率參數(shù)近似于本文搭建的熱路模型的熱導率參數(shù)，進而估計結溫。

本文搭建熱阻模型，參數(shù)可由運行工況下IPOSIM軟件計算得出。采用風冷散熱器為系統(tǒng)降溫散熱。風冷散熱器的熱導率為209 W/（mK）。環(huán)境溫度設定為25℃。

當熱阻模型熱導率設置為λ=60，得到結果如圖4所示。

圖4 模塊等效熱阻模型圖Fig.4 Module equivalent thermal resistance model diagram

由圖4可知，功率單元內(nèi)四個IGBT模塊溫度依次為：模塊A溫度為91.5℃，模塊B溫度為87.5℃，模塊C溫度為92.9℃，模塊D溫度為89.3℃，計算出IGBT模塊平均溫度90.3℃，環(huán)境溫度25.2℃，ΔT=TJ-TAmbient=65.1℃。該溫差值與計算所得溫差值78.185℃相差較大。λ越大，器件散熱越快，需調(diào)整熱阻模型熱導率的設定值。

給熱阻模型設定不同的熱導率值，分別運行后得到各個監(jiān)測點溫度參數(shù)如表2所示。

表2 監(jiān)測點溫度參數(shù)表Tab.2 Temperature parameter table of monitoring points

表2中，A，B，C，D為一個功率單元上的四個IGBT模塊上同一位置監(jiān)測點，四個模塊分別位于功率單元的左上，左下，右上，右下。取各個監(jiān)測點最高溫度的平均值與環(huán)境溫度的差值作為估計結溫。

由逼近算法逐步計算溫差值，當模型熱導率參數(shù)為λ=9.8，得到結果如圖5所示。

圖5 模塊等效熱阻模型圖（λ=9.8）Fig.5 Module equivalent thermal resistance model diagram（λ=9.8）

圖5各個監(jiān)測點溫度值如表3所示。由表3可知，監(jiān)控點溫度在迭代計算到156步后達到穩(wěn)定值，功率單元內(nèi)四個IGBT模塊溫度依次為：模塊A溫度為107℃，模塊B溫度為102℃，模塊C溫度為107℃，模塊D溫度為103℃，由此計算出IGBT模塊平均溫度104.75℃，環(huán)境溫度26.2℃，ΔT=TJ-TAmbient=78.55℃，與理論計算所得溫差值78.185℃比較，溫度誤差不超過1%。

表3 監(jiān)測點溫度參數(shù)表（λ=9.8）Tab.3 Temperature parameter table of monitoring points（λ=9.8）

當環(huán)境溫度為40℃，熱導率仍為9.8，其他參數(shù)不變，得到結果圖6所示。

圖6 模塊等效熱阻模型圖（環(huán)境溫度40℃，λ=9.8）Fig.6 Module equivalent thermal resistance model diagram（ambient temperature 40℃，λ=9.8）

由圖6結果得出，功率單元內(nèi)四個IGBT模塊溫度依次為：模塊A溫度為120℃，模塊B溫度為116℃，模塊C溫度為121℃，模塊D溫度為117℃，由此計算出IGBT模塊平均溫度118.5℃，環(huán)境溫度40℃，ΔT=TJ-TAmbient=78.5℃。建模所得溫度差值78.5℃與理論計算值78.135℃比較，溫度誤差最大不超過1%?？梢娨坏﹨?shù)確定，模型溫度會隨散熱環(huán)境改善而降低，但其溫差值為固定值。當熱導率參數(shù)設定為9.8時，可將該設定參數(shù)認定為熱阻模型熱導率參數(shù)。

4 結溫估計實驗驗證

一臺儲能變流器內(nèi)設三個功率單元，一個功率單元內(nèi)有兩塊散熱器，圖7為500 kW儲能變流器在額定工況運行時，實驗采集到的各散熱器溫度值。

圖7 500 kW儲能變流器散熱器溫度曲線Fig.7 Temperature curve of radiator of 500 kW energy storage converter

額定工況運行下，由圖7采集到六塊散熱器溫度值分別為：91.05℃，93.79℃，98.82℃，90.74℃，90.74℃，87.67℃。計算出平均溫度為92.135℃，環(huán)境溫度為45℃，實驗測得散熱器溫差值ΔTHA＝47.135℃，計算所得散熱器溫差值ΔTHA＝46.86℃，散熱器溫度誤差最大不超過1%，由此驗證散熱器溫度建模結果準確。

在工業(yè)領域中，普遍采用監(jiān)測NTC熱敏電阻傳感器來進行IGBT的溫度保護。通常NTC電阻被封裝在模塊的陶瓷基板上，當NTC電阻溫度值達到設定的保護值時，立即發(fā)出PWM封鎖信號，避免引起模塊超溫失效。

查閱相關資料可知，在額定工況運行時，目前工業(yè)領域通常采用的芯片溫度—NTC電阻溫度的關系曲線，如圖8所示，由該曲線可間接預估芯片溫度。

圖8 芯片溫度—NTC電阻溫度關系曲線Fig.8 Chip temperature—NTC resistance temperature curve

圖9為500 kW儲能變流器在額定工況運行時，實驗采集到A相功率單元IGBT溫度值，該溫度值為經(jīng)芯片溫度—NTC電阻溫度關系曲線換算后的結果。一臺儲能變流器內(nèi)設三個功率單元，四個IGBT模塊置于一個功率單元上。

圖9 單相功率單元IGBT溫度曲線Fig.9 Temperature curve of single phase power unit IGBT

額定工況穩(wěn)定運行時，實驗所得A，B，C三相功率單元相同位置各功率模塊監(jiān)測點溫度值如表4所示。

表4 監(jiān)測點溫度參數(shù)表（實驗）Tab.4 Temperature parameter table of monitoring points（Experiment）

由表4可知，實驗條件下采集到A，B，C三相功率單元結溫溫差值ΔT=78℃，78.2℃，78.8℃，建模所得結溫估計值ΔT=78.5℃，經(jīng)計算結溫溫度誤差最大不超過1%。由此驗證了基于熱阻抗模型的結溫估計值的準確性。

熱阻模型熱導率的正確估算是本次模型準確搭建的關鍵。