郭燚，郭明涵，胡中柏

(上海海事大學物流工程學院, 上海 201306)

0 引 言

隨著船舶電網電壓等級不斷提升，中壓直流(medium voltage direct current，MVDC)電力系統成為艦船電力系統發(fā)展的熱門研究方向。與傳統中壓交流電力系統相比，MVDC電力系統具有更高的能量傳輸效率。模塊化多電平變換器(modular multilevel converter，MMC)具有直接控制直流電流的能力，而且可擴展性強、導通損耗低，在MVDC電力系統中得到了廣泛應用。MMC還可以避免功率開關器件直接串聯結構，增強MVDC電力系統的可靠性和恢復性，這使得MMC在MVDC電力系統中具有良好的應用前景。

MMC子模塊的拓撲結構主要有半橋子模塊、全橋子模塊和箝位雙子模塊，其中全橋子模塊和箝位雙子模塊具有直流故障穿越能力。船舶對電力系統安全要求較高，在大功率直流斷路器大規(guī)模應用于MVDC系統之前，針對MMC運行過程中可能存在的直流故障問題，使用具有直流故障穿越能力的MMC子模塊是一種可行的解決辦法。從實際層面出發(fā)，全橋子模塊在船舶MVDC領域具有更廣泛的應用。對于全橋子模塊的MMC調制策略主要有載波移相調制、最近電平逼近調制(nearest level modulation，NLM)等，其中：載波移相調制的優(yōu)點為等效開關頻率高、損耗分布均勻；NLM的優(yōu)點為原理簡單，不受子模塊拓撲結構限制，因而多用于子模塊數較多的高壓型MMC。MMC調制策略會因拓撲結構和應用場景的不同而產生差異，在接入大功率負載時使用載波移相調制的全橋子模塊的損耗比使用NLM的小，因此選取載波移相調制作為本文的MMC調制策略。

在MVDC電力系統中，輸出的電壓等級基本固定，在接入較大功率的負載時船舶發(fā)電機輸出電流較大，因此在整流過程中每個子模塊需要承擔很大的橋臂電流。然而，受限于開關器件自身導通電流的能力，MMC有限的傳輸容量導致大功率傳輸不易實現。對此，本文優(yōu)化了一種應用于船舶環(huán)形MVDC大功率電力系統的并聯MMC結構，在滿足穩(wěn)定輸出的同時使MMC各橋臂中開關元件承擔的電流減小。首先，研究子模塊數對系統的影響，為模型建立提供基礎。其次，針對并聯MMC結構提出一種結合內?？刂频膮f調控制策略，進行MMC內部和MMC之間的環(huán)流抑制。最后，在MATLAB/Simulink中建立船舶并聯MMC-MVDC電力整流系統模型，來驗證基于內?？刂频膮f調控制策略的有效性以及整流模型的動態(tài)性能。

1 船舶MVDC電力系統中并聯MMC拓撲結構

1.1 船舶環(huán)形MVDC電力系統

船舶環(huán)形MVDC電力系統是一種新型的船舶電力系統(見圖1)，具有占用空間少、效率高的特點。該模型有2臺額定功率為36 MW的主發(fā)電機和2臺額定功率為4 MW的輔助發(fā)電機，這4臺發(fā)電機發(fā)出的交流電經過MMC整流后為環(huán)形MVDC母線輸送能量。其中環(huán)形母線電壓可在1～35 kV范圍內選擇，本文主要針對5 kV的MVDC電力系統進行MMC拓撲優(yōu)化和控制策略設計。

圖1 船舶環(huán)形MVDC電力系統結構

1.2 MMC基本結構

MMC由三相六橋臂組成，每相都由上下2個橋臂共2個子模塊與電感級聯而成，因此具有良好的對稱性，見圖2。圖2中：SM為子模塊；表示直流母線電壓；表示MMC第(∈{,,})相輸入電流；p、n分別表示每相的上橋臂、下橋臂電流。由于三相橋臂的對稱性，總直流電流在3個相單元之間平均分配，每個相單元中的直流電流為3。又因為上橋臂與下橋臂電抗器電感大小相等，所以交流電流在上橋臂與下橋臂間均分，這樣每相上橋臂、下橋臂電流分別為

圖2 并聯MMC結構示意圖

(1)

(2)

式中：為MMC交流相電流幅值；為功率因數角；為基波角頻率。

當傳輸大功率時，為防止橋臂電流過高造成器件無法正常運行，需要將多個MMC并聯進行分流。針對5 kV的應用場景，本文設計了使用2個MMC并聯的模型，其基本結構見圖2。由于MMC模塊具有很強的對稱性，故2個MMC的每相橋臂所承擔的電流為

(3)

(4)

這有效減少了每個MMC橋臂承擔的電流，達到傳輸大功率的目的。

1.3 MMC環(huán)流分析

在MMC的上橋臂和下橋臂電流中，除了包括直流側輸出的功率分量外，還有一部分諧波分量。該分量僅在MMC內部和MMC之間流通，而對其直流側和交流側的功率輸出沒有影響，一般稱此電流分量為環(huán)流。MMC內部環(huán)流主要是因為上橋臂和下橋臂子模塊電壓不穩(wěn)定導致相互間不均衡而產生的，見圖3，其中，s(=,,)為交流測的相等效電壓。

圖3 MMC內部環(huán)流等效示意圖

內部環(huán)流diff可定義為

(5)

根據文獻[12]可得到，環(huán)流是由直流分量和交流分量組合而成的，其中交流分量為

(6)

式中：為電壓調制比；為電流調制比；為交流側的基波角頻率?？梢钥闯鼋涣鞣至恳?倍頻能量為主，因此MMC內部環(huán)流可再定義為

(7)

式中：為二次諧波環(huán)流幅值；為初相角。

2個MMC之間的環(huán)流主要也是由于相互間電壓不均衡產生的，為便于分析，對并聯結構進行化簡。根據文獻[13-14]得到并聯MMC的等效電路理論模型，見圖4。其中和為控制常數，由系統結構變換而來，因此可以定義2個MMC之間的環(huán)流為

圖4 并聯MMC零序環(huán)流等效簡化示意圖

==-=1+1+1=

-(2+2+2)

(8)

環(huán)流疊加在各相的上橋臂電流或下橋臂電流中，既會使功率開關管損耗增加，又會提高功率開關器件額定電流容量，增大系統成本，因此進行環(huán)流抑制很有必要。MMC系統結構不對稱會造成更大的環(huán)流，因此在拓撲優(yōu)化時應使并聯的2個MMC保持相同的結構，且MMC內部三相之間和上下橋臂之間的結構也應保持對稱。

2 并聯全橋MMC結構設計

并聯MMC拓撲結構選取的是全橋子模塊，見圖2。MMC并聯結構在船舶MVDC電力系統中應用時，應確保雙MMC并聯結構中兩個MMC的參數完全一致。針對適合船舶MVDC大功率電力系統的特點，分析并聯全橋MMC整流器的子模塊數、子模塊電容以及橋臂電抗的選取，并對不同子模塊數下模型的直流電壓波動、傳輸效率、交流側影響以及成本進行綜合考慮，得到船舶并聯MMC-MVDC(5 kV)電力整流系統的最優(yōu)子模塊數、電容值和電感值。

2.1 MMC子模塊電容值設計

MMC的子模塊直流電容分布在各橋臂中，見圖2。橋臂與橋臂之間的子模塊電容相互獨立，橋臂內的電容也相互獨立。在MMC整流過程中，子模塊電容通過充放電實現能量流動，保證整流器輸出的直流電壓處于穩(wěn)定的狀態(tài)；電容也可以起到濾波的作用，消除低次諧波使母線電壓穩(wěn)定。電容過大則調節(jié)會較緩慢且成本增加，電容過小則難以限制電壓的波動，因此電容參數的設置對系統具有很大的影響。子模塊電容選取要求電壓波動不超過5%。選取相進行分析。設MMC交流側線電流峰值為，相電動勢為，MMC的電壓調制比為，電流調制比為，則有

(9)

(10)

且調制比應滿足

cos=2

(11)

對相的電壓和電流進行積分，得子模塊電容值為

(12)

式中：為MMC的視在功率；為電容平均電壓?？芍槍Σ煌幽K數需要不同的電容值。

2.2 橋臂電感值設計

在MMC主電路中，橋臂電感是與子模塊串聯在每個橋臂上的，這是因為MMC自身會對發(fā)電機端輸送諧波，而橋臂電感不僅可以進行濾波，而且會抑制環(huán)流的產生。然而，電感過大會造成電流相位偏移。電感可以按照以下公式選擇：

(13)

式中：為環(huán)流分量的幅值，一般取橋臂電流基波分量的15。電感值并不完全固定，可根據具體系統特性進行適當的更改。

2.3 MMC子模塊數選取

在子模塊數特性實驗前，需要根據模塊數選取MMC主電路參數、橋臂電感值和子模塊電容值。子模塊中IGBT內阻設為0.01 Ω。本文選取子模塊數從2到10進行仿真實驗，電源選擇2 250 V/240 Hz的理想三相交流電，負載為9 MW阻性負載。子模塊數不同的并聯MMC-MVDC電力整流系統模型的特性見表1(其中THD為總諧波畸變率(total harmonic distortion))。

表1 子模塊數不同的并聯MMC-MVDC(5 kV)電力整流系統模型的特性

根據表1的直流電壓波動特性，可以得到子模塊數對輸出直流電壓的影響，見圖5。由圖5可以看出，隨著子模塊數的增加，電壓波動越來越小，子模塊數與輸出直流電壓質量成正比，且都小于5%，滿足船舶穩(wěn)態(tài)運行的要求。

圖5 子模塊數對輸出直流電壓的影響

根據表1的傳輸效率特性，可以得到子模塊數對傳輸效率的影響，見圖6。由圖6可知，當子模塊數超過5之后，隨著子模塊數的增加，傳輸效率并不會增加，反而呈現下降的趨勢。這是因為雖然輸出電壓質量提高，但是子模塊數的增加會加大開關損耗。雖然=10時與=5時的傳輸效率接近，但是成本遠比=5時的高。

圖6 子模塊數對傳輸效率的影響

因為MMC可以進行雙端能量流通，所以需要考慮其對交流側的影響。由圖7可看出：子模塊數對交流電壓幾乎無影響，THD都在1%以下；當>7時，對交流電流THD的影響呈增加趨勢，但是交流電流THD也均小于3%，都符合船舶穩(wěn)態(tài)運行要求。

a)電壓THD

在不考慮冗余的情況下，假設MMC每個橋臂的子模塊數為，船舶MVDC電力系統母線電壓為，子模塊平均電壓為，則當忽略橋臂阻抗壓降時，應有

≤

(14)

綜上所述，當選擇母線電壓為5 kV時，MMC傳輸有功功率36 MW，使得IGBT流經的最大電流不超過3 600 A。結合子模塊特性和成本，本文選擇=5的全橋子模塊拓撲結構，在MATLAB/Simulink中搭建并聯MMC整流模型。

3 并聯MMC控制策略

并聯MMC的協調控制系統主要分為3部分(見圖8)：一是觸發(fā)子模塊的載波移相調制策略；二是為得到合適的電壓調制波的電壓電流雙閉環(huán)控制器；三是為優(yōu)化電壓調制波的環(huán)流抑制控制器和電容能量均衡器。

圖8 并聯MMC系統總控制圖

3.1 全橋子模塊調制策略

由于MMC中各子模塊的參考電壓相同，能量分布相對比較均衡，選用載波移相調制有利于子模塊電容直流電壓平衡，更適合并聯MMC拓撲結構。圖9為全橋型MMC載波(用表示，=1,2,…,)移相調制示意圖，每個橋臂需要兩個參考電壓和，分別表示FBSM左臂和右臂的參考電壓，相位相差π。相鄰載波間相位相差π/，上、下橋臂載波之間整體存在相位角。脈沖信號通過參考電壓與載波的比較產生，當參考電壓大于載波時，輸出脈沖寬度調制(pulse width modulation, PWM)開關信號，對應的功率器件導通。當全橋子模塊的與(或者與)導通時，對應的子模塊電容根據電流方向進行充放電，其余時刻子模塊則處于旁路狀態(tài)。下橋臂參考電壓為

圖9 全橋MMC載波移相調制示意圖

(15)

上橋臂參考電壓為

(16)

式中：(0≤≤1)表示電壓調制比。采用載波移相調制的關鍵在于得到合適的參考電壓。

3.2 MMC雙閉環(huán)控制器

針對船舶MVDC電力系統要求直流母線電壓保持恒定的特點，可以通過矢量控制方法選取母線電壓和無功功率作為外環(huán)功率控制器的控制變量，得到內環(huán)電流控制器需要的參考電流，從而得到MMC整流器的輸出參考電壓，見圖10。

圖10 基于PI控制的MMC電壓電流雙閉環(huán)控制器

3.3 基于內?？刂频膮f調控制

協調控制的目的主要是減少MMC的環(huán)流并使子模塊能量分布均衡。并聯MMC的環(huán)流由兩部分組成，一個是MMC內部的環(huán)流，另一個是并聯MMC之間的環(huán)流。由第1.3節(jié)可以得出，內部環(huán)流抑制的主要目的是消除MMC整流器的2倍頻能量。內?？刂品ň哂薪Y構簡單、參數調節(jié)方便和穩(wěn)態(tài)控制良好的特點，并且MMC為1階系統，更方便建立2倍頻環(huán)流模型的傳遞函數。文獻[14]提出的一種改進的內?？刂骗h(huán)流抑制策略，將低通濾波器引入內模控制器中，從而降低系統對模型誤差的敏感度、提高系統魯棒性。內?？刂破鞯膫鬟f函數為

(17)

式中：表示濾波器的時間常數，取值為1；為模擬橋臂電感；為模擬橋臂電阻?？上炔捎?倍頻負序的變換將三相環(huán)流分解為2個直流量2f和2f，然后再與參考值相減后分別代入傳遞函數中得到內部環(huán)流抑制電壓diff和diff，最后通過變換得到三相的內部環(huán)流抑制電壓。

2個MMC之間的環(huán)流主要為零序環(huán)流，可通過控制上、下橋臂開關狀態(tài)進行控制(由式(8)可知)。經過PI調節(jié)后與MMC內部環(huán)流抑制相結合，得到環(huán)流抑制附加電壓diff_ref?？刂破鹘Y構見圖11，其中2為2倍頻電流相角。

圖11 基于內模控制的并聯MMC環(huán)流抑制控制器

圖12 并聯MMC子模塊電容能量均衡控制器

4 并聯協調控制策略仿真驗證

在MATLAB/Simulink中建立仿真模型來驗證并聯MMC協調控制策略的有效性。并聯MMC拓撲結構見圖4，系統控制策略結構框圖見圖8。

4.1 系統參數設置

船舶并聯MMC-MVDC電力整流系統參數見表2，其中：模擬總發(fā)電機額定功率=36 MW，而經過變壓器后變壓為2 250 V；并聯MMC容量為9 MW，額定頻率=240 Hz；母線電壓=5 kV；子模塊平均工作電壓=1 kV；子模塊電容和橋臂電感由式(12)和(13)推導得出，=2.5 mF，=1 mH。

表2 船舶并聯MMC-MVDC電力整流系統參數

4.2 直流電壓輸出仿真分析

首先對MMC的穩(wěn)態(tài)性能進行分析。圖13為輸出直流電壓波形和交流側電壓電流隨時間的變化曲線。0 s時開始運行，首先進行預充電。0.3 s后，直流電壓開始穩(wěn)定，保持在4 960～5 080 V之間，電壓波動為±1.6%，其交流側的THD在3%以內，均在船舶穩(wěn)態(tài)運行可接受范圍內。

a)輸出直流電壓

系統輸出的直流電壓實際上是由MMC每相的橋臂子模塊電容電壓疊加而來的，因此子模塊電容能量的穩(wěn)定對輸出直流電壓的穩(wěn)定有很大幫助。又因為MMC的結構對稱性，所以只選取其中一個橋臂進行分析。圖14a和14b分別為協調控制策略添加前后MMC的相上橋臂子模塊電壓波動情況。

由圖14可以看出：協調控制策略添加前，子模塊電容電壓波動較大，能量分布不均勻；協調控制策略添加后，子模塊電容電壓受到平均電壓限制，趨于/=1 000 V，使得MMC子模塊之間的電壓差值減小，MMC內部能量趨于均衡。

a)協調控制策略添加前

4.3 并聯MMC橋臂分流仿真驗證

圖15所示為并聯分流的對比圖，其中：圖15a為單MMC的相上、下橋臂電流；圖15b為并聯MMC的相上、下橋臂電流。因為MMC具有良好的對稱性，所以兩個MMC中可任選一個分析。從圖15可以看出，單MMC的橋臂電流變化范圍為-2 200～1 200 A，而并聯MMC的橋臂電流變化范圍為-1 000～1 000 A，低于IGBT的典型值。結果驗證了并聯MMC結構可以有效降低MMC的橋臂電流，避免MMC在傳輸大功率時其內部的IGBT電流過大。在這種并聯拓撲結構中，MMC之間的電流能夠保持相對均衡，這說明這種結構本身具有均流的特性。因此，并聯MMC整流拓撲結構適用于船舶MVDC大功率電力系統。

圖15 單MMC和并聯MMC的a相上、下橋臂電流

4.4 基于內?？刂频沫h(huán)流抑制仿真驗證

圖16為協調控制環(huán)流對比圖，其中圖16a為控制策略添加前的MMC內部相橋臂環(huán)流；圖16b為協調控制策略添加后的相橋臂環(huán)流；圖16c為控制策略添加前的2個MMC之間的環(huán)流；圖16d為控制策略添加后的2個MMC之間的環(huán)流。本文根據文獻[13]采用一種環(huán)流諧波占比指標來評價環(huán)流抑制效果。環(huán)流的諧波占比越小，表示該環(huán)流抑制效果越好。因為MMC的環(huán)流以直流分量為主，本文選擇將直流分量作為計算環(huán)流諧波占比的基準值。又因為諧波主要為二次諧波，所以本文主要評價兩個指標：一個是所有交流諧波有效值與直流分量的比值的總諧波占比；另一個是環(huán)流的2倍頻交流分量有效值與直流分量的比值的2倍頻占比?；趫D16所得數據計算評價指標得到表3，可以看出在添加控制策略后，兩種環(huán)流都得到了有效的抑制。

圖16 a相橋臂環(huán)流對比和MMC間環(huán)流對比

表3 船舶并聯MMC-MVDC電力整流系統環(huán)流評價指標

4.5 并聯MMC整流器在動態(tài)負載下的性能分析

為分析MMC整流器帶動態(tài)負載時的能力，在0 s時系統進行預充電，0.5 s時帶18 MW負載啟動，在系統輸出穩(wěn)定后，于1 s時突加負載至36 MW，結果見圖17。圖17a顯示，交流側三相電流隨著負載功率的增加而增大。圖17b顯示，MMC整流器對發(fā)電機發(fā)出的交流電壓基本無影響。圖17c顯示，突加負載后經過1.5 s并聯MMC整流器輸出的有功功率才平穩(wěn)。有功功率平穩(wěn)時的效率僅約95%，并聯MMC整流的損耗率約5%，而高壓系統損耗率僅為1%。圖17d顯示，在0.5 s時直流電壓達到穩(wěn)態(tài)，在1.0 s時突加負載后直流電壓的波動范圍滿足了船舶MVDC電力系統母線電壓5%波動的要求。

a)交流側三相電流

綜上可知：在添加基于內?？刂频膮f調控制策略后，直流輸出電壓和交流側THD在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能上都滿足要求；MMC內部的環(huán)流和MMC之間的環(huán)流都有所減少，避免了環(huán)流增加所導致的內部損耗的增加；各子模塊能量保持均衡，能夠節(jié)省能源、延長器件使用壽命，但是在添加動態(tài)負載時效率較低。

5 結 論

本文針對船舶中壓直流(MVDC)電力系統中模塊化多電平變換器(MMC)橋臂承擔電流較小的問題，優(yōu)化了一種適用于船舶中壓直流條件下的并聯MMC拓撲結構，并提出一種相適應的協調控制策略。首先設計了并聯MMC的器件參數，并通過仿真研究子模塊數對直流電壓波動、傳輸效率、交流側總諧波畸變率(THD)的影響，得到船舶MVDC(5 kV)電力系統的優(yōu)化全橋子模塊結構，為系統建模提供基礎。然后，從原理上分析了并聯MMC環(huán)流的產生原因，設計了一種基于內?？刂频膮f調控制策略。最后，建立了船舶并聯MMC-MVDC電力整流系統模型，進行了穩(wěn)態(tài)性能與動態(tài)性能測試，驗證了所提調制策略的有效性。本文研究存在兩個方面不足：一方面，船舶并聯MMC-MVDC電力整流系統模型不夠精確，處于理想狀態(tài)；另一方面，在5 kV工況下并聯MMC整流效率仍然較低。