李湖勝，付 鑫，龍 歡，許杰鋒，歐先鋒，歐沛欽

(湖南理工學(xué)院 信息科學(xué)與工程學(xué)院，湖南 岳陽 414006)

SWISS整流器作為新能源電動汽車充電設(shè)備的關(guān)鍵元件，是一種三相降壓型整流器，具有功率因數(shù)校正PFC(Power Factor Correction)、開關(guān)損耗小、輸出電壓范圍廣等優(yōu)良性能[1-2]。它的輸入側(cè)常常用LC、LCL和LCLL等類型濾波器，其中LC濾波器用來抑制輸入電流畸變、提高功率因數(shù)，最為簡單實用，但其工作頻率處于諧振頻率附近時，整個系統(tǒng)會出現(xiàn)諧振尖峰，從而導(dǎo)致系統(tǒng)振蕩。由于LC濾波器在諧振頻率附近的阻尼系數(shù)非常小，就會出現(xiàn)諧振峰現(xiàn)象，為提高濾波器和系統(tǒng)的穩(wěn)定性，必須增加LC濾波器的阻尼因數(shù)，其主要方法是無源阻尼和有源阻尼2種[3-4]。

LC濾波器無源阻尼法就是在電容或電感兩端并聯(lián)或串聯(lián)功率電阻，進(jìn)而增加阻尼系數(shù)，但其會消耗有功功率，帶來損耗[5]。LC濾波器有源阻尼控制方法眾多，主要是改變系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)，抑或增加相應(yīng)的反饋機制，達(dá)到與無源阻尼法相同的目的，即增加諧振頻率附近的阻尼系數(shù)，且不影響其他頻段的正常工作，不帶來額外能耗。

郭希錚等[6]提出Lead-Lag方法，可以有效增大阻尼系數(shù)，但需準(zhǔn)確測量電網(wǎng)的等效阻抗，控制策略較為復(fù)雜；張學(xué)廣等[7]用電壓傳感器加大LCL濾波器的阻尼系數(shù)，方法穩(wěn)定可靠，但會增加系統(tǒng)成本；尹靖元等[8]對濾波器諧波分量進(jìn)行檢測和反饋控制，有效地解決諧振問題，但其算法復(fù)雜，計算量大。文獻(xiàn)[9]提出了預(yù)測控制，亦可增大阻尼系數(shù)，有效抑制諧振峰。

本文通過分析SWISS整流器的工作原理，推導(dǎo)LC濾波器和二階陷波器的傳遞函數(shù)以及其對應(yīng)的Bode圖，提出了LC陷波器阻尼控制策略，并在PLECS軟件環(huán)境下搭建仿真模型，檢驗該控制策略的有效性和可靠性。

1 SWISS整流器的工作原理

SWISS整流器的拓?fù)淙鐖D1所示。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)結(jié)合降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器和有源三次諧波注入電路。最大正值和負(fù)值相位電壓通過二極管電橋并形成輸出通過開關(guān)T+和T-調(diào)節(jié)電壓。中間值相電壓在每/3扇區(qū)內(nèi)通過三次諧波電流注入電路的Syi進(jìn)行傳導(dǎo)控制(其中i=1，2，3)。因此，每相的導(dǎo)通角可以從4/3增加到2，單位功率因數(shù)可以從理論上實現(xiàn)。作為不可控整流橋和諧波電流注入電路是低頻開關(guān)，只有T+和T-(MOSFET或IGBT)采取高頻動作，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以達(dá)到相對較高的效率。

圖1 SWISS整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

為方便分析，可假設(shè)：

1)調(diào)制參數(shù)M=2vpn/3UN，其中0

3)網(wǎng)側(cè)輸入電壓三相對稱：

(1)

2 LC陷波器阻尼控制策略

2.1 輸入LC濾波器的工作原理

據(jù)SWISS整流器工作原理，在網(wǎng)側(cè)加LC濾波器可有效抑制輸入電流高次諧波，在三相對稱電源輸入下，將其交流側(cè)等效為一相電路，如圖2所示。

圖2 SWISS整流器交流側(cè)一相等效電路

據(jù)文獻(xiàn)[10]，且針對本文5 kW的SWISS整流器充電系統(tǒng)而言，可方便計算和調(diào)試出本系統(tǒng)LC濾波器的輸入電感Lf和濾波電容Cf分別為245 μH，6.8 μF。

在圖2中，根據(jù)電路基本理論易得：

(2)

由式(2)得LC濾波器的輸入電流傳遞函數(shù)：

is(s)=HU(s)us(s)+HI(s)ii(s)。

(3)

對比分析式(2)(3)，可得HU(s)和HI(s)分別為：

(4)

(5)

對式(4)和(5)進(jìn)一步分析，可知，HU(s)和HI(s)分母相同，傳遞函數(shù)HU(s)與輸出電流無關(guān)，類似地，傳遞函數(shù)HI(s)與輸入電壓無關(guān)，因此，濾波器的固有頻率ωn、阻尼系數(shù)ζ分別為：

(6)

(7)

將濾波器的輸入電感Lf=245 μH和濾波電容Cf=6.8 μF代入式(6)和(7)，求得濾波器諧振頻率為3 903 Hz，阻尼系數(shù)ζ為0.003，并在Matlab軟件中繪制Bode圖，如圖3所示：

圖3 LC濾波器無阻尼情況下HI(s)的Bode圖

從圖3可看出，在濾波器工作頻率為3 903 Hz時，系統(tǒng)產(chǎn)生諧振峰，且相位正負(fù)跳變。其根本原因是此時阻尼系數(shù)太小，使輸入電流產(chǎn)生大量諧波，波形發(fā)生較大畸變，進(jìn)而導(dǎo)致整個系統(tǒng)工作不穩(wěn)定。

2.2 LC陷波器阻尼控制策略

由2.1分析可知，LC濾波器若不加任何干預(yù)措施，即無阻尼工作模式，就會在諧振頻率附近產(chǎn)生諧振峰。為了系統(tǒng)工作穩(wěn)定可靠，就必須增加濾波器在諧振頻率附近的阻尼系數(shù)，進(jìn)而抑制諧振峰。通過額外加功率電阻的無源阻尼法可以較大增加阻尼系數(shù)達(dá)到控制目的，但其會消耗有功功率，帶來熱損耗。基于SWISS整流器的LC陷波器阻尼控制策略屬于有源阻尼法中的虛擬阻尼控制，能有效增加諧振頻率附處的阻尼系數(shù)，不影響其他頻段的工作，能獲得與無源阻尼控制同樣的濾波效果，減小總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion, THD)，更重要的是不帶來額外熱能損耗。

陷波器本質(zhì)上是帶阻濾波器，其作用是消除某個或某幾個有害工作頻率，常用來抑制LC、LCL等濾波器諧振峰，其頻譜如圖4所示。

圖4 帶阻濾波器頻譜

為消除某個頻率帶來的負(fù)面作用，只需將此頻率處的幅值設(shè)置為0，其他頻率點處的幅值為1，而不影響整個濾波器工作。文獻(xiàn)[11]提出對于典型的二階陷波器，其傳遞函數(shù)為：

(8)

式中：A0=1；特征角頻率ωn=2fn表示期望抑制或衰減的某個不良影響的頻率；Q為品質(zhì)因數(shù)。

對于本系統(tǒng)而言，以與電感串聯(lián)電阻LC無源阻尼濾波器為例，可將傳遞函數(shù)N(s)改寫為式(9)，且將其傳遞函數(shù)N(s)的Bode圖繪制如圖5所示。

(9)

式中：R1為無源阻尼LC濾波器中與電感串聯(lián)的功率電阻。進(jìn)一步對比式(8)和式(9)，容易求得二階陷波器的特征頻率fn為：

(10)

圖5 二階陷波器N(s)的Bode圖

由圖5可知，二階陷波器在特征頻率下的幅值衰減很大，調(diào)整R1可將陷波器的幅值設(shè)置為-140 dB，而在其他頻率段，幅值衰減很小，接近于0。

為更直觀地看出陷波器對諧振峰抑制效果，將圖3、圖5以及串接陷波器后濾波充電系統(tǒng)的Bode圖放在同一個坐標(biāo)系下，如圖6所示。

圖6 LC濾波器帶二階陷波器N(s)的Bode圖

從圖6中，可知二階陷波器的特征頻率與無阻尼LC濾波器的諧振頻率重合，都為3 903 Hz。圖6中紅線表示串接陷波器后的Bode圖，綠線為無阻尼LC濾波器的Bode圖，除諧振頻率外其他頻段幾乎完全重合，做到了精準(zhǔn)削峰。

3 建模與仿真分析

3.1 基于PLECS軟件的系統(tǒng)建模

本文研究對象為SWISS整流器，即電動汽車快速充電機，額定功率為5 kW。用仿真軟件PLECS進(jìn)行仿真模型搭建，負(fù)載為純阻性，仿真詳細(xì)參數(shù)如表1所示。

表1 SWISS整流器的仿真參數(shù)

為驗證本文方法的有效性和可靠性，用表1中的仿真參數(shù)，快速充電機SWISS整流器的總體仿真模型框架如圖7所示。

圖7 SWISS整流器在PLECS中總體仿真框架

3.2 穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果分析

在三相對稱電源輸入情況下，電壓波形vi(i可取a、b、c三相)如圖8所示。

圖8 SWISS整流器三相輸入電壓

為方便分析，先只取圖8中綠線表示的a相電壓。

通過調(diào)整LC濾波的電阻結(jié)構(gòu)，無阻尼控制策略下的輸入a相電流ia波形，如圖9所示。

圖9 無阻尼LC濾波器的a相電流波形

從圖9可看出，電流畸變嚴(yán)重。對a相輸入電流進(jìn)行傅里葉FFT分析如圖10所示。

圖10 無阻尼控制下a相電流傅里葉分析

從圖10可知，諧波主要集中在LC濾波器的3 903 Hz附近，即濾波器的諧振頻率附近，與前面理論計算一致，同時，a相輸入電流的THD為14.21%。

在相同的工況下，加上二階陷波器的LC濾波器阻尼控制策略下的a相輸入電流ia1波形如圖11所示。

圖11 陷波器阻尼控制下LC濾波器的a相電流波形

圖11與圖9相比較，前者的a相輸入電流的尖峰和抖動大幅減小。

為了更加準(zhǔn)確地評估畸變率，對圖11中的ia1進(jìn)行FFT分析，如圖12所示。

圖12 陷波器阻尼控制下a相電流傅里葉分析

同樣地，圖12與圖10進(jìn)行對比，前者的THD為2.85%，有較大程度的降低。表明本文方法在穩(wěn)定工況下能較好地抑制輸入電流畸變。

3.3 動態(tài)仿真結(jié)果分析

當(dāng)直流母線參考電壓從350 V階躍至450 V，以及負(fù)載階躍減半時，實際的母線電壓和電流如圖13所示。

圖13 動態(tài)下輸出直流母線電壓、電流

從圖13容易看出，SWISS整流充電系統(tǒng)均未出現(xiàn)大幅抖動，表現(xiàn)出良好的動態(tài)性能，符合電動汽車恒流充電和恒壓充電的相關(guān)技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。

同樣地，當(dāng)直流母線參考電壓從350 V至450 V階躍突變，以及負(fù)載階躍突變時，SWISS整流系統(tǒng)的網(wǎng)側(cè)輸入電流如圖14所示。

從圖14可知，當(dāng)參考電壓階躍變化和負(fù)載階躍變化時，SWISS整流器輸入電流均未出現(xiàn)明顯尖峰電流，且其THD不到5%，符合國標(biāo)要求。

圖14 動態(tài)下網(wǎng)側(cè)輸入電流波形

4 結(jié)語

針對SWISS整流器LC濾波器導(dǎo)致輸入電流畸變嚴(yán)重的諧振峰問題，本文提出了LC濾波的陷波器阻尼控制策略，與無阻尼和無源阻尼控制方法對比分析并進(jìn)行了仿真實驗驗證。

對比分析LC濾波器無阻尼和陷波器阻尼控制的基本原理，推導(dǎo)其傳遞函數(shù)并繪制Bode圖，可知本文方法能有效抑制諧振峰且不耗能。仿真實驗進(jìn)一步驗證，該方法穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能表象良好，均能滿足相關(guān)技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。