郭 晉，王代華，唐 宏，劉 彬，張琳清

(1. 中北大學(xué) 電子測試技術(shù)國家重點實驗室，山西 太原 030051； 2. 中北大學(xué) 儀器科學(xué)與動態(tài)測試教育部重點實驗室，山西 太原 030051； 3. 晉西工業(yè)集團有限責(zé)任公司 防務(wù)裝備研究院，山西 太原 030027； 4. 山西北方機械制造有限責(zé)任公司，山西 太原 030000)

0 引 言

隨著現(xiàn)代武器的高速發(fā)展，精確制導(dǎo)武器的威力和精準(zhǔn)度有了很大的提升[1]. 精確制導(dǎo)武器彈藥在自由場爆炸后，其在坑道口爆炸后產(chǎn)生的沖擊波會因坑道內(nèi)部較強的密封性而發(fā)生多次反射傳播，使得坑道內(nèi)沖擊波的作用時間變長，超壓值及沖量變大[2-3]. 精準(zhǔn)打擊防護坑道口時產(chǎn)生的沖擊波可以破壞坑道內(nèi)的防護門結(jié)構(gòu)，進(jìn)而直接威脅到坑道的內(nèi)部支撐結(jié)構(gòu)、 戰(zhàn)斗人員和重要武器設(shè)備[4-5]，因此，對坑道內(nèi)的沖擊波超壓值及沖量的準(zhǔn)確測試具有重要意義. 當(dāng)前的沖擊波超壓測試被廣泛應(yīng)用于自由場空爆試驗和炮口沖擊波試驗，而對于半密閉環(huán)境如坑道內(nèi)的沖擊波測試相對較少.

自由場中沖擊波能量消耗較快，超壓峰值較小，破片數(shù)量較坑道少很多，因此，自由場測試中可以將整個測試系統(tǒng)直接布在測試環(huán)境中. 而坑道沖擊波測試時，由于坑道環(huán)境的特殊性，沖擊波對測試系統(tǒng)的損傷較大，整個測試系統(tǒng)放入坑道的方法并不可取，因此，通過長引線將測試系統(tǒng)與坑道中的傳感器進(jìn)行連接，從而提高測試系統(tǒng)的抗損傷能力. 另外，由于以往的沖擊波測試系統(tǒng)只用于自由場環(huán)境，其采集精度和存儲空間都較小，并不適用于坑道環(huán)境. 因此，本文設(shè)計了一種適用于坑道爆炸沖擊波超壓測試的系統(tǒng).

1 系統(tǒng)總體設(shè)計

系統(tǒng)由FPGA完成整體的邏輯控制和流程控制，選用PCB公司的內(nèi)置電荷放大器(ICP)型壓力傳感器，傳感器在接收到測試信號時，由于自身自帶有直流偏置電壓，故將測試信號傳輸給儀表放大器(INA)的同相輸入端，數(shù)字電位器的輸出接到INA的反相輸入端，利用直流耦合的方式去除掉直流偏置. 為了得到精確的信號，信號調(diào)理模塊中加入程控增益放大器及濾波器進(jìn)行倍數(shù)放大及濾除噪聲，從而將信號調(diào)理到滿足AD轉(zhuǎn)換的要求. AD收到超壓模擬信號后，將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號. AD轉(zhuǎn)換后的數(shù)字信號由FPGA控制連續(xù)存儲在eMMC中. 上位機通過USB驅(qū)動讀取數(shù)據(jù)，并顯示出當(dāng)前波形. 整個系統(tǒng)由鋰電池通過升壓降壓電路進(jìn)行供電. 系統(tǒng)的總體組成框架如圖 1 所示.

圖 1 系統(tǒng)組成框架圖Fig.1 System composition frame diagram

2 關(guān)鍵模塊設(shè)計

2.1 信號調(diào)理模塊設(shè)計

坑道中的沖擊波峰值大，反射頻繁，為精確得到測試數(shù)據(jù)，選擇的傳感器應(yīng)具有量程寬、 頻響高、 上升時間快等特點. 系統(tǒng)要求的超壓最大峰值為30 MPa，故該模塊選用的ICP傳感器量程為34.5MPa，可耐沖擊20 000 GPa，分辨率 0.14 kPa，諧振頻率≥500 kHz，上升時間≤1 μs.

該傳感器輸出的交流信號為±5 V，AD可接受的信號范圍為0～2.5 V. 由于傳感器輸出的信號是低阻抗電壓信號，AD不能直接采集，故需要對傳感器輸出的信號進(jìn)行信號調(diào)理. ICP傳感器由一個微型恒流源供電，系統(tǒng)使用的恒流源芯片LM334MX可提供1 V～40 V的電壓，滿足傳感器的24 V的供電要求. 恒流源電路如圖 2 所示.

圖 2 恒流源電路Fig.2 Constant current source circuit

圖 2 中，ISET為恒流源的供電電流，IBIAS為恒流源芯片的偏置電流，I1為R1兩端的電流，I2為R2兩端的電流，VR為R1兩端的電壓，VD為二極管兩端的電壓.

恒流源電路的供電電流ISET的與電路中各參量的關(guān)系為

(1)

式中：ISET為恒流源的供電電流；VR為電阻R1兩端的電壓，IN457的正向壓降VD為0.6 V，溫度為25 ℃時，VR為68 mV. LM334的溫漂計算公式為

(2)

結(jié)合溫漂系數(shù)可以得出

(3)

由式(3)可求出電阻R1和R2的關(guān)系，進(jìn)而將恒流源的電流計算公式簡化為

(4)

由式(4)可知，恒流源電路的供電電流ISET僅與R1的值有關(guān). 該型傳感器所需的恒流源的典型值為8 mA, 可得R1的阻值為18 Ω，該阻值可以將誤差降到最低.

ICP傳感器工作時不可避免地會產(chǎn)生直流偏置電壓，因此，本文選擇直流耦合的方式，將數(shù)字電位器和INA結(jié)合將其濾除. 首先，在系統(tǒng)上電后，傳感器在未收到?jīng)_擊波信號時，會產(chǎn)生8 V～14 V的直流偏置電壓[6]. FPGA控制AD對INA的輸出端電壓進(jìn)行采樣，若采樣值不為0 V，則按級數(shù)提高數(shù)字電位器的輸出電壓幅值. 當(dāng)調(diào)節(jié)到INA輸出端的電壓為0 V時，直流偏置電壓被濾除. 傳感器的直流偏置電壓濾除流程如圖 3 所示.

圖 3 消除直流偏置流程圖Fig.3 Flowchart of removing DC bias

直流偏置消除之后，需要利用數(shù)字電位器調(diào)節(jié)輸出，使得基線拉升以保證可以測得沖擊波負(fù)壓. 再通過程控放大器以及程控濾波器將消除直流偏置后的信號進(jìn)行放大和低通濾波以獲得精確的超壓值[7].

2.2 數(shù)據(jù)采集模塊設(shè)計

坑道中沖擊波的波形較為復(fù)雜，為了采集到高精度的波形，系統(tǒng)使用了美國Analog devices公司的AD4001芯片. 該模數(shù)轉(zhuǎn)換器是一款 16位、 高速、 低功耗、 低噪聲的逐次逼近型(SAR)ADC，具有一個16位并行接口，可提供2 MSPS 的吞吐速率. 轉(zhuǎn)換過程通過振蕩器，利用AD4001特有的逐次逼近算法實現(xiàn)無流水線延遲. 該ADC需要1.8 V的供電電壓，全差分輸入范圍在 2.4 V～5.1 V 之間，在2 MSPS速率下工作時功耗僅為16 mW. 隔離電路采用五信道數(shù)字隔離器ADUM152N作為隔離器件，其中3個正向信道用于隔離AD4001的輸入信號，兩個反向信道用于隔離AD4001的輸出信號. ADC同步采樣電路如圖 4 所示.

圖 4 AD4001同步采樣電路Fig.4 AD4001 synchronous sampling circuit

AD4001有4種工作模式，包括三線無繁忙模式、 三線有繁忙模式、 四線TURBO模式和四線無繁忙模式. 本系統(tǒng)采用四線TURBO模式，在CNV上升沿結(jié)束后，前次轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)可供讀取. 在CNV變成高電平后到SDI變成低電平之前，需要等待tQUIET1以便輸出前次的轉(zhuǎn)換結(jié)果. 在SCK最后一個下降沿到來后到CNV變成高電平時，也要等待tQUIET2. 轉(zhuǎn)換完成后，AD4001進(jìn)入采集階段，通過下拉SDI輸入讀取數(shù)據(jù)，然后把MSB輸出到SDO. 其余數(shù)據(jù)則在之后的SCK下降沿后輸出. 在SCK的第16個下降沿后或當(dāng)SDI拉高時，SDO變?yōu)楦咦钁B(tài). ADC的工作時序如圖 5 所示.

圖 5 ADC四線TUBRO模式的工作時序Fig.5 ADC working timing of four-wire TUBRO mode

2.3 數(shù)據(jù)存儲模塊設(shè)計

本文選用美國Micron公司的eMMC芯片作為存儲器，相比用Flash存儲，eMMC無需進(jìn)行擦寫均衡、 壞塊管理和ECC校驗等功能，省略了對Flash進(jìn)行特殊處理，使得HOST端可以集中工作于上層業(yè)務(wù)[8]. eMMC還利用Flash存儲陣列技術(shù)使其讀寫性能得到大幅提升. 同時，采用MCP技術(shù)將Flash芯片和控制芯片合并封裝[9]，節(jié)省了零件消耗，縮小了電路板的面積. eMMC將標(biāo)準(zhǔn)MMC封裝接口、 主控制器(Device Controller芯片)以及NAND Flash陣列封裝在JEDEC標(biāo)準(zhǔn)的球柵陣列封裝(BGA)上構(gòu)成了一個完整的存儲模塊[10-11]. eMMC內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖 6 所示.

圖 6 eMMC內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖Fig.6 eMMC internal structure diagram

2.3.1 eMMC初始化及模式轉(zhuǎn)換操作

eMMC初始化是為完成其上電復(fù)位以及寄存器配置. 在系統(tǒng)上電后，F(xiàn)PGA通過發(fā)送CMD0命令0x00000000使eMMC復(fù)位. 復(fù)位后進(jìn)入空閑狀態(tài)，該狀態(tài)僅接受匹配工作電壓命令CMD1，為使eMMC進(jìn)入準(zhǔn)備狀態(tài)，主控制器含有一種忙標(biāo)志，在其為高電平前會重復(fù)發(fā)送CMD1命令來防止電壓匹配未完成就進(jìn)入準(zhǔn)備狀態(tài)[12]. CMD2是獲取eMMC的設(shè)備識別號的指令. 在芯片通過命令線發(fā)出設(shè)備識別號后，eMMC進(jìn)入識別狀態(tài)，F(xiàn)PGA會發(fā)送CMD3命令用來提供一個設(shè)備地址以保證在傳輸數(shù)據(jù)時對其尋址，然后進(jìn)入待機狀態(tài)[13]. 在獲取地址后，F(xiàn)PGA發(fā)送CMD9命令以得到寄存器的數(shù)據(jù)類型和傳輸速率等信息，再通過CMD7來鎖定eMMC，進(jìn)入傳輸狀態(tài)，完成初始化.

初始化結(jié)束后，配置eMMC切換到HS400模式. FPGA發(fā)送CMD6選擇8位位寬，第二次發(fā)送CMD6切換至高速模式，第三次發(fā)送CMD6設(shè)置為HS400[14-15]. 此時，需要將FPGA切換到200 MHz高速時鐘. 最后，發(fā)送CMD21循環(huán)校驗固定數(shù)據(jù)塊，數(shù)據(jù)正確則模式HS400切換完成. eMMC初始化及模式轉(zhuǎn)換流程如圖 7 所示.

2.3.2 eMMC存儲陣列同步設(shè)計

當(dāng)多個eMMC的并行存儲器陣列讀取數(shù)據(jù)時，由于每個芯片響應(yīng)的延時是不同的，因此，必須同步操作高速緩存數(shù)據(jù)[16-17]. eMMC處理數(shù)據(jù)緩存的方法是利用FPGA內(nèi)部集成的IP核FIFO進(jìn)行數(shù)據(jù)緩存. 當(dāng)外部數(shù)據(jù)寫入eMMC時，將數(shù)據(jù)使能當(dāng)作FIFO寫使能，先將數(shù)據(jù)寫入FIFO，同步激活FIFO的prog_full信號，每存夠512字節(jié)的數(shù)據(jù)，將其讀出并寫入eMMC，從而避免數(shù)據(jù)缺失.

使用4塊eMMC芯片構(gòu)成存儲陣列. 每個芯片獨立將數(shù)據(jù)、 時鐘及命令與FPGA并行連接且互不影響. eMMC同步存儲陣列示意圖如圖 8 所示.

圖 7 eMMC初始化及模式轉(zhuǎn)換流程Fig.7 eMMC initialization and mode conversion process

圖 8 eMMC同步存儲陣列示意圖Fig.8 Schematic diagram of eMMC synchronous storage array

3 試驗驗證

為了驗證本系統(tǒng)在實際測試中的穩(wěn)定性和測試數(shù)據(jù)的精確性，進(jìn)行了兩次坑道爆炸試驗測試. 在坑道防護門正中心設(shè)置1個測試點，測試點位距離爆心分別為10 m和12 m，兩發(fā)炮彈均為相同當(dāng)量. 現(xiàn)場布置在坑道壁面的點位如圖 9～圖 10 所示.

圖 9 坑道中布置點位全局照片F(xiàn)ig.9 Global photo of layout points in the tunnel

圖 10 坑道中布置點位放大照片F(xiàn)ig.10 Enlarged photo of the layout points in the tunnel

由于試驗所使用的戰(zhàn)斗部均為大當(dāng)量炸藥，必定會毀壞防護門結(jié)構(gòu)及測試系統(tǒng)，因此，成本也會大大提升. 為了保護本系統(tǒng)以便多次測試，將傳感器與整個測試系統(tǒng)分離，并采用同軸電纜連接. 防護門設(shè)計之初考慮到超壓測試，在門上設(shè)有預(yù)埋件，傳感器可直接固定在防護門上，敏感面與墻體平齊.

試驗完成后測得的超壓波形如圖 11～圖 12 所示，測試統(tǒng)計結(jié)果如表 1 所示.

圖 11 第1發(fā)超壓測試曲線Fig.11 The first overpressure test curve

圖 12 第2發(fā)超壓測試曲線Fig.12 The second overpressure test curve

表 1 坑道超壓測試統(tǒng)計結(jié)果Tab.1 Statistical results of tunnel overpressure test

坑道中沖擊波超壓理論值的計算需要結(jié)合實際工程中的各項參數(shù)，完成量綱分析并得到參數(shù)間的函數(shù)關(guān)系，其工程模型函數(shù)為

(5)

式中：p為坑道沖擊波超壓計算值，MPa；A，B，C為固定系數(shù)；L為爆心和測點的間距，m；S為坑道截面積，m2；M為TNT當(dāng)量，kg；D為坑道寬度，m.

將TNT當(dāng)量、 坑道長寬、 爆距及多次測試數(shù)據(jù)代入式(5)求出固定系數(shù)，得到計算坑道沖擊波超壓的經(jīng)驗公式為

(6)

將經(jīng)驗公式計算得出的超壓數(shù)據(jù)與實測數(shù)據(jù)進(jìn)行對比，得出的測試誤差如表 2 所示.

表 2 坑道超壓實測值與計算值的對比Tab.2 Comparison of measured and calculated values of tunnel overpressure

為了對比坑道和自由場的數(shù)據(jù)結(jié)果，根據(jù)常用的自由場沖擊波超壓計算公式，代入與坑道相同的藥量和爆距值計算出自由場沖擊波超壓的理論值，并與坑道超壓值對比. 自由場沖擊波超壓計算公式為

(7)

式中：p為自由場超壓值，MPa;r為炸藥和測點之間的距離，m；W為藥量，kg. 將裝藥量和爆距代入得到理論的自由場超壓結(jié)果如表 3 所示.

表 3 自由場超壓值的理論統(tǒng)計結(jié)果Tab.3 Statistical results for theoretical value of free field overpressure

從實驗結(jié)果可以看出，由于坑道中沖擊波的多次反射使得沖擊波波形存在多個峰值，壓力也經(jīng)過反復(fù)疊加而變大，測得的最大超壓峰值為21.732 MPa，數(shù)倍于自由場的超壓峰值，正壓作用時間同時也可以達(dá)到32.254 ms，這主要是由于沖擊波在坑道中的能量損耗很小并伴隨著反射疊加，使得沖擊波超壓峰值較高. 隨著戰(zhàn)斗部到爆心距離的增大，超壓峰值減小且正壓作用時間變短. 該結(jié)論與理論分析的坑道內(nèi)超壓傳播規(guī)律吻合，驗證了系統(tǒng)測試結(jié)果的正確性.

4 結(jié) 論

本文設(shè)計了專用于坑道中沖擊波測試的測試系統(tǒng). 系統(tǒng)將由FPGA作為核心控制器，配合AD采集超壓數(shù)據(jù)，使用eMMC存儲大容量數(shù)據(jù). 設(shè)備通過長距離轉(zhuǎn)接線與傳感器相連以保護電路系統(tǒng)，將坑道的超壓測試成本降到最低，并保證獲得精確且完整的數(shù)據(jù). 該系統(tǒng)為未來坑道內(nèi)的沖擊波超壓測試提供了較好的解決方案.