魯 靜 同向前 尹 軍 申 明

L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器輕載優(yōu)化控制策略研究

魯 靜 同向前 尹 軍 申 明

（西安理工大學(xué)電氣工程學(xué)院 西安 710048）

新型L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器具有隔離、高效等特點，采用輕載下的間歇工作模式是當(dāng)前提升變換器輕載效率的一種有效手段。該文提出一種在定間歇開通時間內(nèi)，通過優(yōu)化該時段內(nèi)的脈沖寬度來提高輕載效率的三脈沖間歇控制策略。基于時域分析，精確預(yù)測出間歇開通階段第一個脈沖寬度，使變換器在最短時間內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)最高效率點，其后兩個脈沖均工作在諧振頻率點上，并通過改變間歇閉鎖時間以適應(yīng)間歇階段負(fù)載的變化。該間歇控制策略無需測量諧振電容電壓，簡化了電路，在提高變換器輕載效率的同時可使輸出電壓紋波最小。搭建了一臺760V/380V/6kW實驗樣機，實驗結(jié)果驗證了所提三脈沖間歇控制策略的正確性和有效性。

諧振變換器 輕載效率 間歇模式 優(yōu)化控制

0 引言

諧振型DC-DC以其高效率、高功率密度、寬泛的增益及良好的電磁兼容特性[1-9]而得到了廣泛的應(yīng)用，其中，L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器（L-LLCresonant Bidirectional DC-DC Converter, L-LLC-BDC）以其正向和反向運行時拓?fù)渫耆恢?，且均可實現(xiàn)升壓和降壓等優(yōu)點成為近年來的研究熱點。

L-LLC-BDC的運行效率是衡量該變換器性能優(yōu)劣的指標(biāo)之一，借鑒LLC現(xiàn)有的效率提升技術(shù)[10-15]，如優(yōu)化設(shè)計諧振參數(shù)、不同模態(tài)切換控制等多種方法可以提高變換器的效率。輕載效率也是提高變換器效率的有效途徑，當(dāng)變換器負(fù)載逐漸降低，開關(guān)管工作頻率升高，不依賴負(fù)載變化的驅(qū)動損耗的比例就會上升，導(dǎo)致變換器總體效率下降。隨著變換器負(fù)載的進一步降低，效率運行狀況會進一步惡化，已不能滿足日益苛刻的效率需求，空載運行時效率狀況會進一步惡化，同時，變換器的輸出電壓也會升高。

滯環(huán)間歇模式是目前應(yīng)用比較廣泛的一種輕載間歇控制策略如圖1 所示。burst為間歇模式驅(qū)動時間，off為間歇閉鎖時間，此時變換器一次側(cè)所有開關(guān)管關(guān)斷，on為間歇開通時間，此時一次側(cè)開關(guān)管為正常工作模式。檢測輸出電壓o，在間歇閉鎖階段，當(dāng)輸出電壓降低并觸碰到電壓最小值min時，進入間歇開通時間，當(dāng)輸出電壓升高并觸碰到電壓最大值max時，再進入間歇閉鎖時間，如此循環(huán)往復(fù)工作。該輕載間歇模式不僅提高了輕載運行時的效率，同時也解決了輸出電壓升高的問題。但是間歇工作模式也具有一定的局限性，該策略對環(huán)寬的設(shè)計要求特別嚴(yán)格，環(huán)寬較大會導(dǎo)致輸出電壓的紋波較大，并且間歇工作模態(tài)在運行時段也可能會失去軟開關(guān)特性，從而影響變換器效率的提升。

圖1 間歇模式示意圖

文獻(xiàn)[16]在諧振腔多加了一個電容來提高變換器的輕載調(diào)節(jié)能力，無疑增加了變換器的成本。文獻(xiàn)[17-19]采用變頻加移相的控制策略來提高變換器的輕載調(diào)節(jié)能力，但輕載效率依然較低。文獻(xiàn)[20-21]提出了在最高效率點實現(xiàn)間歇模式，間歇占空比burst的表達(dá)式為

式中，Load為輕載電流；opt為效率最高點時的負(fù)載電流，可以通過實驗測試得到。只要間歇占空比滿足式（1），當(dāng)變換器處于間歇開通模式時，就相當(dāng)于變換器工作在opt最高效率點上。對于變換器來講，如果輸出功率增加，導(dǎo)通損耗所占的比例就會上升，如果輸出功率減小，驅(qū)動損耗所占的比例就會升高，最高效率點一般都會出現(xiàn)在半載附近，也就是opt的值在半載附近。由于諧振網(wǎng)絡(luò)快速的暫態(tài)特性，變換器從間歇閉鎖階段到間歇開通階段會產(chǎn)生較大的振蕩。對于恒定的間歇閉鎖時間，隨著負(fù)載的增加，間歇開通時間on會增加，這會導(dǎo)致大的輸出電壓紋波。因此，必須有一個額外的低通濾波器加在輸出端。文獻(xiàn)[22]采用定on的最優(yōu)軌跡間歇控制策略，減小了輸出電壓波動，同時有效地提高了變換器的工作效率，但其實現(xiàn)過程相對復(fù)雜。

本文針對L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器，提出了一種在定間歇開通時間內(nèi)，通過優(yōu)化該時段內(nèi)的脈沖寬度來進一步提高輕載效率的控制策略?；谧儞Q器各模態(tài)方程及其邊界條件，精確地計算出間歇開通階段第一個脈沖寬度，同時使變換器工作于效率最高點上。該間歇控制策略無需測量諧振電容電壓，簡化了電路，定間歇開通時間內(nèi)最少的開關(guān)周期也使得變換器的輸出電壓紋波最小。

1 L-LLC-BDC電路拓?fù)渑c工作原理

圖2 L-LLC-BDC的電路拓?fù)?/p>

為了尋求最高的效率，變換器一般工作在諧振頻率點上或工作于稍微小于諧振頻率，因此輕載間歇模式為P和O模態(tài)的組合。由于L-LLC-BDC前半周期和后半周期的工作原理相同，因此下文只分析前半周期的兩種工作狀態(tài)，不考慮死區(qū)時間，該變換器的工作模態(tài)分析如下：

1）模態(tài)P：AB兩端電壓為in，開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通，一次側(cè)電流p通過VDS1、VDS4續(xù)流，開關(guān)管的輸出電容S1和S4放電至電壓為零，開關(guān)管S1和S4實現(xiàn)了ZVS。A-B 兩點的電壓為in，ir、im1和im2開始增加，ir增加較快，二次側(cè)開關(guān)管S5和S8的體二極管VDS5VDS8導(dǎo)通，將C-D兩點電壓鉗位于輸出電壓o，im1和im2線性增加。ir流經(jīng)開關(guān)管S1和S4向負(fù)載傳遞能量。

2）模態(tài)O：AB兩端電壓為in，諧振電流ir與勵磁電流im1相等，二次電流s為零。開關(guān)管S5和S8的體二極管VDS5VDS8因電流為零而自然關(guān)斷，不存在反向恢復(fù)損耗，實現(xiàn)了二次側(cè)開關(guān)管的零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS）。輸出電壓不再對C-D兩點鉗位，開關(guān)管S5和S8的輸出電容S5和S8參與諧振。此階段實際上是續(xù)流階段。變換器工作模態(tài)的等效電路如圖3所示。

圖3 L-LLC-BDC不同模態(tài)的等效電路

2 L-LLC-BDC的時域方程

上述兩種模態(tài)等效電路的時域方程如下。

1）P模態(tài)，s(開關(guān)頻率)=r（諧振頻率）

歸一化基準(zhǔn)電壓為N=o, 歸一化電流為N=o/r。

2）O模態(tài)，s＜r

半周期對稱型條件為

各模態(tài)相角滿足方程為

根據(jù)功率平衡條件為

給定s=r=100kHz，采集輸出功率o和輸出電壓o，根據(jù)邊界條件，即可以算出變換器在各個階段的物理量。

對于L-LLC諧振型DC-DC變換器，負(fù)載的變化對直流增益的影響不是很大。要用反饋電壓作為進入輕載模式的判斷量，輸出電壓要有很大的變化，因此考慮檢測電流來控制是否進入輕載模式。以滿載的25%作為進入輕載模式的判斷標(biāo)準(zhǔn)。

3 L-LLC-BDC間歇模式的控制策略

保證最小輸出電壓紋波最有效的辦法是在間歇模式內(nèi)減小間歇開通時間。間歇開通時間越短，電壓紋波Δo就越小，如圖4所示。本文采用如圖5所示的最小開通時間的三脈沖間歇開通模式，通過調(diào)整第一個窄脈沖的脈沖寬度使得變換器工作于最高效率點（電流為opt），而后的兩個脈沖工作于諧振頻率點，該方法實現(xiàn)了間歇模式內(nèi)的效率最高。

圖4 間歇開通時間減小的輸出電壓對比

圖5 間歇模式的脈沖原理圖

采集負(fù)載電流作為判斷變換器是否進入間歇模式的標(biāo)準(zhǔn)。一旦負(fù)載電流小于額定電流的25%，變換器即進入間歇模式，此時一次側(cè)的開關(guān)管閉鎖，當(dāng)負(fù)載電壓下降到控制電壓閾值ref時，觸發(fā)burst-on三脈沖驅(qū)動，控制框圖如圖6所示。

圖6 L-LLC-BDC間歇模式的控制框圖

在第一個窄脈沖內(nèi)，二次側(cè)整流管尚未導(dǎo)通，因此，第一個窄脈沖工作于O模態(tài)，其寬度的計算公式為

其中

式中，ur(topt)為變換器在最高效率點的諧振電容電壓值；ur(tref)為負(fù)載電壓下降到控制電壓閾值下限時的電容電壓值。最高效率點上開關(guān)頻率為諧振頻率r，最高效率點約在半載附近，對諧振狀態(tài)下變換器的效率進行測量也可得到最高效率點的精確值。根據(jù)最高效率點上的輸出功率、輸出電壓和開關(guān)頻率以及變換器的邊界條件，可得到此時的諧振電容電壓值ur(topt)。當(dāng)諧振電流為零時，根據(jù)變換器O模態(tài)的數(shù)學(xué)表達(dá)式，可得到ref時刻的諧振電容電壓表達(dá)式為ur(ref)=o/，給定控制參考量ref，即可根據(jù)ref來確定直流增益，進而求出ur(ref)，由式（7）可得到第一個脈沖寬度。緊接著兩個脈沖的寬度為諧振點上的開關(guān)周期。至此實現(xiàn)了輕載狀況下的三脈沖間歇模式。

在輕載狀態(tài)下，當(dāng)負(fù)載增加時，只需要減小間歇閉鎖時間，如圖7所示。反之，當(dāng)負(fù)載減小時，只需要增加間歇閉鎖時間。不管負(fù)載減小還是增加，間歇開通時間的三脈沖始終保持不變。該策略既保證了輸出電壓紋波最小，也保證了變換器始終工作在穩(wěn)態(tài)最高效率點上。

圖7 當(dāng)負(fù)載增加時的恒定間歇開通時間原理圖

4 實驗驗證

為了驗證本文所提的優(yōu)化設(shè)計方法，設(shè)計了L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器的實驗裝置如圖8所示。

圖8 實驗裝置實物圖

該裝置額定輸入電壓為760V，輸出電壓為380V，諧振頻率為100kHz。L-LLC-BDC變換器的模型參數(shù)見表1。

表1 變換器模型參數(shù)

Tab.1 System experiment parameters

經(jīng)過實驗測試，變換器滿載為15.8A，穩(wěn)態(tài)運行效率最高點時電流為8A，因此，當(dāng)負(fù)載為2A時，間歇模式的占空比burst的計算式為

根據(jù)文中第一個脈沖優(yōu)化計算方法，Vref設(shè)定為377V，可以得到第一個脈沖的寬度約為2.2μs。Vref設(shè)定為377V。圖9和圖10分別為變換器負(fù)載電流為2A和3A輸出功率為760W及1 140W時的實驗波形時的間歇模式控制波形。從圖中可以看出，輸出電壓紋波基本被限制在3V以內(nèi)。隨著輕載運行過程中負(fù)載的增加，即輸出功率的增加，諧振電流和電壓紋波在不同功率下的波形基本保持不變，間歇模式中的間歇關(guān)斷時間逐漸減小。圖11～圖14分別為變換器正常運行模式與間歇模式之間切換的波形。圖11為輸出電流由7A切換到3A時的實驗波形，圖12為圖11的細(xì)節(jié)波形，圖13為輸出電流由3A切換到7A時的實驗波形，圖14為圖13細(xì)節(jié)波形。從兩組圖中可以看到，正常運行模態(tài)與間歇模態(tài)切換過程中并沒有產(chǎn)生較大的振蕩。

圖10 電流為3A時的間歇模式波形

圖11 正常模式切換至間歇模式的實驗波形

圖12 正常模式切換至間歇模式的細(xì)節(jié)波形

圖13 間歇模式切換至正常模式的實驗波形

圖14 間歇模式切換至正常模式的細(xì)節(jié)波形

圖15為變換器工作于正向和反向運行狀態(tài)時的實驗效率對比圖。由圖15可知，隨著功率的升高，變換器的工作效率逐步增加，最高效率點出現(xiàn)在半載附近，隨著功率的減小效率下降的速度較快。變換器正向運行時，在輕載范圍內(nèi)不等寬三脈沖間歇模式工作效率最高，當(dāng)輸出功率為0.8kW時，間歇模式的工作效率為92%，三脈沖間歇模式的工作效率為93.2%，與間歇模式相比，效率提高了1.2%。變換器反向運行時，在輕載范圍內(nèi)三脈沖間歇模式工作效率依然最高，當(dāng)輸出功率為0.8kW時，間歇模式的工作效率為92.5%，三脈沖間歇模式的工作效率為94.4%，與間歇模式相比，效率提高了1.9%。因此本文所提定間歇開通時間等寬三脈沖間歇模式控制策略使變換器正反向工作時的輕載工作效率都得到了明顯的提升。

圖15 三脈沖間歇模式的效率提升

5 結(jié)論

為了提高變換器輕載效率并減小輕載時的輸出電壓紋波，在L-LLC-BDC中引入三脈沖間歇模式，通過優(yōu)化計算第一個脈沖寬度，使得后兩個脈沖工作于變換器的諧振頻率，提高了變換器的輕載效率，降低了輸出電壓紋波，同時省掉了諧振電容電壓測量，利用自建實驗平臺驗證了優(yōu)化的輕載間歇控制策略的有效性和優(yōu)越性。

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The Optimal Control Strategy for L-LLC Bi-Directional Resonant DC-DC Converter under Light Load

Lu Jing Tong Xiangqian Yin Jun Shen Ming

（College of Electrical Engineering Xi’an University of Technology Xi’an 710048 China）

A novel L-LLC resonant bidirectional DC-DC converter (L-LLC-BDC) has characteristics of isolation and high efficiency. The burst mode under light load is an effective way to increase the light load efficiency. In this paper, a three pulses burst mode control strategy is proposed to improve the light load efficiency by optimizing the pulse width in a fixed burst on time. Based on the precise time domain analysis, the first pulse width in the burst on time stage is accurately predicted to make the converter reach the steady-state maximum efficiency point in the shortest time. Then, the next two pulses work at the resonant frequency point. The burst off time is changed to adopt to the load change in the burst mode. This three pulses burst mode control strategy does not need to measure the resonant capacitor voltage, simplifies the circuit, improves the efficiency of light load and minimizes the output voltage ripple. A 760V/380V/6kW experimental prototype is built, the experimental results verify the correctness and effectiveness of the proposed three pulses burst mode control strategy.

Resonant converters, efficiency under light load, burst mode, optimal control

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211026

TM721

國家自然科學(xué)基金資助項目（51677151）。

2021-07-17

2021-09-09

魯 靜 女，1980年生，博士研究生，研究方向為DC-DC變換器及其控制。E-mail: 404601359@qq.com

同向前 男，1962年生，教授，博士生導(dǎo)師。研究方向為電力電子在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用。E-mail: lstong@mail.xaut.edu.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）