雷 云，王禮麒，石秀琨

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

0 引 言

相較于脈沖雷達，調(diào)頻連續(xù)波雷達不存在發(fā)射脈沖距離遮擋引起的雷達近距離盲區(qū)問題，接收機也可以持續(xù)獲取目標(biāo)回波能量積累，因而所需的發(fā)射峰值功率較低，抗截獲能力強；同時,易于實現(xiàn)寬帶的發(fā)射信號，能夠獲得較高的距離分辨率；此外,調(diào)頻信號在接收機去斜處理后，接收機中頻帶寬較窄，系統(tǒng)抗雜波和抗干擾能力強。由于連續(xù)波雷達的收發(fā)電路和信號處理電路相對簡單，設(shè)備的體積小、重量輕、成本低、可靠性高，目前已在中/近程地面監(jiān)視雷達、船舶導(dǎo)航雷達、無人機合成孔徑雷達(Synthetic Aperture Radar，SAR)、無線電高度表、近炸引信、汽車防撞等領(lǐng)域有較多應(yīng)用。

雖然連續(xù)波雷達有諸多優(yōu)點，但限制其廣泛應(yīng)用的主要原因是發(fā)射泄漏信號對接收機的影響。為解決這個問題，大多數(shù)雷達系統(tǒng)采用收/發(fā)天線分置的方式，通過空間隔離實現(xiàn)收/發(fā)天線間較高的隔離度，消除發(fā)射泄漏信號對雷達接收機的影響，保證雷達的探測性能。而對于直升機載毫米波防撞雷達來說，用戶既對雷達的體積、重量、功耗有嚴(yán)苛的要求，而且還要求掃描空域?qū)挕?shù)據(jù)更新率高、對電力線等弱小目標(biāo)的探測距離遠(yuǎn)、近距離盲區(qū)小、測量精度高。為達到以上的使用要求，采用單天線連續(xù)波的雷達體制無疑是最佳的技術(shù)方案，但實現(xiàn)難度很大[1]。國內(nèi)外學(xué)者在毫米波頻段主要集中研究泄漏信號的對消技術(shù)，開展了理論分析、系統(tǒng)仿真[2]和模塊研制[3]，而在雷達系統(tǒng)的應(yīng)用鮮有報道，而且單一的射頻對消技術(shù)還不足以使單天線連續(xù)波的防撞雷達滿足用戶的使用要求。

因此，本文提出了發(fā)射泄漏噪聲全鏈抑制的技術(shù)路徑，通過超低相噪發(fā)射源產(chǎn)生技術(shù)抑制發(fā)射信號自身噪聲，通過射頻對消技術(shù)增大收發(fā)通道的隔離度，同時利用反射對消技術(shù)降低發(fā)射泄漏信號的功率，最后在接收機中采取相參混頻噪聲抑制技術(shù)進一步降低發(fā)射泄漏噪聲電平對接收機熱噪聲的影響。

1 發(fā)射泄漏噪聲的系統(tǒng)影響分析

如圖1所示，對于單天線連續(xù)波雷達，其發(fā)射信號可以通過以下途徑泄漏到接收機中：由于環(huán)形器的隔離度有限，存在途徑a的耦合泄漏；由于天線饋源口面的阻抗匹配不好，存在途徑b的反射泄漏；由于天線罩不可能完全透波，也會形成途徑c的反射泄漏。

圖1 發(fā)射信號泄漏途徑

對于Ka頻段的單天線連續(xù)波雷達，按圖1的傳統(tǒng)電路設(shè)計，由于此頻段的環(huán)形器收發(fā)隔離度僅有15～20 dB，當(dāng)發(fā)射功率較大時泄漏信號可能直接導(dǎo)致接收機前端放大器飽和，形成接收阻塞；即便發(fā)射功率不大，發(fā)射泄漏信號的相位噪聲也會降低接收機的檢測靈敏度，致使雷達對弱小目標(biāo)的探測距離降低，如圖2所示[2]。

圖2 發(fā)射泄漏噪聲對雷達檢測的影響

為進一步分析發(fā)射泄漏信號噪聲對連續(xù)波雷達系統(tǒng)檢測性能的影響，假設(shè)雷達對回波基帶差頻信號做快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)處理，采樣頻率為fs，采樣點數(shù)為NFFT，則信號采樣時間Ts可等效用多普勒窄帶濾波器帶寬BFFT表示：

Ts=NFFT/fs=1/BFFT。

(1)

則連續(xù)波雷達的距離方程可表示為

(2)

式中：Rmax為雷達的最大作用距離，Pt為連續(xù)波雷達發(fā)射功率，Ts為信號駐留時間，Gt為發(fā)射天線增益，Gr為接收天線增益，λ為載波波長，σ為目標(biāo)雷達截面積，k為波爾茲曼常數(shù)，T0為接收機噪聲溫度，F(xiàn)n為接收機噪聲系數(shù)，(S/N)min為最小可檢測信噪比，L為系統(tǒng)損耗。

由于反射泄漏噪聲進入接收機，則接收機等效輸入噪聲為接收機熱噪聲功率Ni與發(fā)射泄漏信號相位噪聲功率NL的疊加，若發(fā)射信號的相位噪聲譜密度為Sφ(fm)，收發(fā)通道之間的最小隔離度為Dg，則接收機等效輸入噪聲功率N可表達為

(3)

則發(fā)射泄漏信號噪聲下的連續(xù)波雷達距離方程可表示為[4]

(4)

由式(4)可以看出，當(dāng)發(fā)射泄漏信號的噪聲功率與接收機熱噪聲功率相比不可忽略時，則該泄漏信號將急劇縮減雷達系統(tǒng)對目標(biāo)的探測距離。因此，對于單天線連續(xù)波雷達而言，若要增大對弱小目標(biāo)的探測距離，就必須采用泄漏噪聲全鏈抑制技術(shù)，從泄漏信號功率抑制和泄漏信號噪聲抑制兩個方面去解決問題。

2 發(fā)射泄漏噪聲全鏈抑制技術(shù)

2.1 射頻對消技術(shù)

射頻對消技術(shù)一般分為有源對消技術(shù)和無源對消技術(shù)，其中有源對消是通過耦合發(fā)射信號，經(jīng)自適應(yīng)幅相閉環(huán)控制后注入接收機，最終形成與反射信號等幅反向信號，實現(xiàn)反射信號對消，如圖3所示。

圖3 有源射頻對消網(wǎng)絡(luò)組成框圖

該方法電路較為復(fù)雜，對器件的幅相一致性、環(huán)路的時延控制精度都有較高的要求。馬可等[4]在Ka頻段有源對消器研制中，在600 MHz帶寬內(nèi)實現(xiàn)了25 dB的對消度。但這種電路也會引入噪聲到接收機，使接收信噪比惡化；另外，對消度與環(huán)路收斂時間有關(guān)，對于高速掃描天線引起的反射信號快速變化，其電路響應(yīng)速度不太能滿足系統(tǒng)使用要求。

無源射頻對消網(wǎng)絡(luò)的功能相當(dāng)于收發(fā)通道間的環(huán)形器，它由波導(dǎo)T型頭、波導(dǎo)移相器、波導(dǎo)電橋以及波導(dǎo)負(fù)載構(gòu)成，發(fā)射信號(或回波信號)通過功分和移相，最后在天線端(接收端)形成等幅同相信號進行合成輸出，而發(fā)射泄漏信號與發(fā)射信號通過波導(dǎo)電橋在接收T型頭合成前的相位相差180°，兩路信號等幅反相在接收T型頭后相互抵消。Shi等[5]研究了Ka頻段無源射頻對消網(wǎng)絡(luò)(見圖4)，通過測試實驗樣件，其對消度能夠在1 GHz帶寬內(nèi)大于30 dB，調(diào)節(jié)負(fù)載端口的電壓駐波系數(shù)，對消度能夠達到45 dB。

圖4 無源射頻對消網(wǎng)絡(luò)框圖

無源射頻對消網(wǎng)絡(luò)電路形式簡單，無對消延遲，適合高速掃描天線，同時具有體積小、重量輕、可靠性高、一致性好等優(yōu)點，特別適合直升機載防撞雷達系統(tǒng)的使用。

2.2 反射對消技術(shù)

由于無源射頻對消網(wǎng)絡(luò)的功能相當(dāng)于雷達系統(tǒng)中的收發(fā)環(huán)形器，因而它不能夠抑制天線饋線端口和天線罩的反射信號。為降低雷達天饋部件引入到接收機的反射信號電平，可以采用饋線反射對消技術(shù)。反射對消器由波導(dǎo)腔體和設(shè)置在波導(dǎo)上不同間距的調(diào)諧螺釘組成，形成一種不連續(xù)性的并聯(lián)電容等效電路，如圖5所示。通過調(diào)諧螺釘使其產(chǎn)生的反射信號相位差為±90°，調(diào)節(jié)螺釘深入波導(dǎo)的長度來調(diào)整兩個正交分量的幅度，可以獨立對消原來的反射信號。在實際產(chǎn)品測試中，該對消器可以將100 MHz帶寬的反射信號功率減小30 dB以上。

圖5 傳輸線反射信號對消器等效原理圖

2.3 相參混頻噪聲對消技術(shù)

在調(diào)頻連續(xù)波雷達中，接收機通過混頻器去斜電路得到距離差頻信號。由于發(fā)射泄漏信號與接收機去斜本振信號是同樣的波形參數(shù)，兩信號之間僅存在路徑延遲Δt，當(dāng)Δt很小時，混頻器就會形成強相干，混頻器就會對載波信號邊帶上的調(diào)頻噪聲產(chǎn)生較大的抑制作用。相參混頻器的噪聲對消度C可表示為[6]

C=10lg 4sin2(πfmTd)。

(5)

式中：fm為偏離載波頻率，Td為混頻器的本振路徑與泄漏信號路徑的時間差。圖6給出了混頻器輸入信號時延差與噪聲對消度的關(guān)系圖。

圖6 混頻器相噪對消度與信號時延的關(guān)系圖

由圖6可以看出，如果需要獲得很好的發(fā)射泄漏信號噪聲對消，首先在信號參數(shù)設(shè)計時，需要將回波基帶差頻設(shè)計到載波頻率近端；其次在信道電路設(shè)計時，需要調(diào)整混頻器的射頻(Radio Frequency,RF)和本振(Local Oscillator,LO)兩個信號的路徑時差Td，當(dāng)Td足夠小的時候，泄漏信號的相位噪聲能夠抑制到很低水平，這樣就能夠提升目標(biāo)回波的信噪比。

在電路設(shè)計中，需要在下變頻器(M2)和去斜混頻器(M3)的LO支路中加入τ1和τ2兩個延時電路(見圖7)，根據(jù)反射信號與本振信號的時間差調(diào)整這兩個電路的延時時間，可以將接收機基帶差頻信號的調(diào)頻噪聲降至較低水平。

圖7 噪聲對消電路框圖

2.4 超低相噪發(fā)射源生成技術(shù)

由式(4)可以看出，將發(fā)射信號自身的相位噪聲降至極低的水平，也就等效降低了發(fā)射泄漏信號噪聲對接收機熱噪聲的影響。

文獻[7]給出了各種微波源的FM噪聲曲線，對比其中的晶振倍頻和LC振蕩器倍頻兩種方式產(chǎn)生X頻段發(fā)射源的相噪，在偏離載波10 kHz以內(nèi)，晶振倍頻優(yōu)于LC振蕩器倍頻60 dB以上，在偏離載波10～100 kHz之間，仍優(yōu)于30 dB以上。因此,為獲得Ka頻段超低相噪的發(fā)射信號，需要采用超低相噪本振源和低相噪中頻線性調(diào)頻(Linear Frequency Modulation,LFM)信號進行上混頻(見圖8)的方式，其中Ka頻段本振信號是通過100 MHz超低相噪恒溫晶振(-165 dBc/Hz @10kHz)經(jīng)過多次倍頻產(chǎn)生，其相位噪聲電平可達到-105 dBc/Hz @10 kHz，而中頻LFM信號采用時鐘頻率高達3.5 GHz的12 b直接數(shù)字頻率合成器(Direct Digital Synthesizer,DDS)AD9914產(chǎn)生，其相位噪聲電平可達到-125 dBc/Hz@10 kHz。

圖8 Ka頻段超低相噪發(fā)射源電路框圖

需要注意的是，DDS的參考時鐘盡量不采用鎖相環(huán)來實現(xiàn)，這是因為鎖相環(huán)數(shù)字鑒相器的基底噪聲不夠低，由此產(chǎn)生的時鐘信號相噪通常要比直接由晶振倍頻產(chǎn)生的時鐘相噪差15 dB左右。

3 雷達電力線探測性能試驗驗證

3.1 試驗環(huán)境

為驗證單天線連續(xù)波雷達對遠(yuǎn)距離電力線的探測性能，研制了一套Ka頻段的雷達樣機，機內(nèi)采用了發(fā)射泄漏噪聲全鏈抑制技術(shù)，其波束寬度為2.5°×2.5°，發(fā)射功率為200 mW，檢測靈敏度優(yōu)于-95 dBm，天線具有慢掃和快掃功能。試驗?zāi)繕?biāo)為某山區(qū)直徑為20 mm的跨山電力線，雷達采用三角架安裝，架設(shè)在距離電力線1 km左右的水壩上，如圖9所示。

圖9 雷達外場試驗場景

3.2 試驗數(shù)據(jù)分析

雷達在三角架上水平安裝，天線波束為多行掃描，其中方位慢掃，俯仰為階梯跳變。試驗時雷達前方空域發(fā)射線性調(diào)頻連續(xù)波信號，數(shù)據(jù)采集設(shè)備錄取雷達A/D采樣的原始回波數(shù)據(jù)，通過計算機Matlab做FFT處理，得到電力線的距離，以及雷達主瓣波束垂直入射電力線時的回波幅度，如圖10所示。

圖10 電力線回波特性

經(jīng)數(shù)據(jù)分析，測得垂直入射電力線的距離為1 020 m，與實際場景一致，而且電力線回波的信噪比大于20 dB，滿足用戶對20 mm電力線不小于1 km(虛警概率1×10-5，發(fā)現(xiàn)概率90%)的探測要求。

雷達按實際工況工作時(高速掃描)，通過內(nèi)部目標(biāo)檢測和電力線識別算法，能夠穩(wěn)定輸出電力線走向的圖像(見圖11)。通過數(shù)百幀雷達探測輸出圖像的統(tǒng)計分析，雷達對距離1 km的電力線檢測概率大于95%，滿足用戶使用要求。

圖11 電力線檢測與識別圖像

4 結(jié)束語

本文根據(jù)用戶對直升機防撞雷達的使用需求，選擇了技術(shù)難度較高的單天線連續(xù)波雷達體制，在產(chǎn)品研制中提出并采用了發(fā)射泄漏噪聲全鏈抑制技術(shù)，極大降低了發(fā)射泄漏信號噪聲對接收機熱噪聲的影響。通過雷達系統(tǒng)外場試驗，驗證了雷達技術(shù)體制的可行性和關(guān)鍵技術(shù)的有效性，實現(xiàn)了對20 mm電力線探測1 km的用戶使用要求，體現(xiàn)出單天線連續(xù)波雷達良好的低SWaP(Size，Weight and Power)裝機特性。

由于本項目研究的全鏈抑制技術(shù)增加了雷達信道電路的復(fù)雜度，后續(xù)將在數(shù)字信號處理上開展泄漏噪聲自適應(yīng)對消技術(shù)的研究。