羅星白，王 鶴，席振銖*，韋洪蘭，薛文濤

(1.中南大學地球科學與信息物理學院； 2.湖南五維地質(zhì)科技有限公司)

引 言

直流激電法是以地下礦(巖)激發(fā)極化效應物性差異為基礎的物探找礦方法，它通過向地下發(fā)送一定的電流，研究二次場電位差隨時間變化的規(guī)律來計算視極化率、充電率、金屬因子等參數(shù)，從而探測地下地質(zhì)情況。直流激電法具有可避免電磁感應耦合干擾、測量深度大、可提取時間常數(shù)等優(yōu)點，已廣泛應用在金屬礦勘探、地下水尋找、油田勘查等領域[1-3]。

國內(nèi)外已開發(fā)出多種直流激電儀，發(fā)達國家具有一系列高精度儀器，例如：法國IRIS公司推出的FW全波形大功率激電儀，美國Zonge International公司開發(fā)的GDP-12、GDP-16和GDP-32型多功能電法儀系列儀器，加拿大鳳凰地球物理有限公司開發(fā)的V-4、V-5和V-8型通用電法接收機等。在中國，20世紀60年代，直流激電儀是通過仿制蘇聯(lián)設備進行研制的；20世紀70年代，在直流激電法理論上有了較大突破，且晶體管與場效應管也廣泛應用到儀器中，使得國內(nèi)直流激電儀更加智能化與多功能化；到了20世紀80—90年代，隨著模數(shù)轉換器、數(shù)模轉換器、單片機的發(fā)展，直流激電儀的性能又有了進一步提高，例如：上海地質(zhì)儀器廠開發(fā)的SJJ-1型時間域直流激發(fā)極化儀，中地裝(重慶)地質(zhì)儀器有限公司開發(fā)的DZD-2型激電儀。目前，集成電路使用普遍，微型計算機也高度集成，國內(nèi)具有代表性的儀器有北京地質(zhì)儀器廠開發(fā)的DWJ-3B型微機激電儀，重慶奔騰數(shù)控技術研究所開發(fā)的WDJS-2型數(shù)字直流激電接收機[4-5]。

直流激電儀在采集信號過程中易受自然電場干擾，且所需激電異常信號微弱(通常只占接收信號整體幅值的3 %～5 %)，動態(tài)范圍大，這些特點會對信號采集工作產(chǎn)生影響。目前，國際上通用的解決辦法是使用大功率的激電儀發(fā)射機來提高儀器精度，但這會增加儀器的質(zhì)量，給野外采集工作帶來不便。本文基于OPA140功放芯片設計了一種低功耗、低噪聲的直流激電儀模擬前端電路，該模擬前端電路可抑制噪聲，放大微弱信號，消除自然電場的干擾，為模數(shù)轉換器提供優(yōu)質(zhì)的模擬信號，提高儀器精度。

1 模擬前端電路設計

圖1 直流激電儀模擬前端電路示意圖

1.1 前置放大器設計

直流激電儀通過一對接地電極進行信號采集，由于后續(xù)電路需要便于處理的單端信號，所以使用差分放大器進行轉換，本文選用儀表放大電路(如圖2所示)作為前置放大器，它具有高共模抑制比、高輸入阻抗、精準的電壓增益、低噪聲等特點。

圖2 儀表放大電路

儀表放大電路由2部分組成:第一級由2個同相放大器組成，為輸入端提供高輸入阻抗，使接地電阻與線纜上的等效電阻對輸入信號的影響降低，并通過平衡輸入結構提供高共模抑制比；第二級為差分放大器，它將雙端輸入變?yōu)閱味溯敵?，方便后續(xù)電路進行處理[3]。其中,U1、U2、U3這3個放大器均選用OPA140功放芯片，具有良好的噪聲性能和低輸入偏置電流，適用于對信號的前置放大。電路中Rf是由繼電器控制的可調(diào)電阻，可根據(jù)實際信號強弱選擇電阻值大小。R1=R2=R3=R4=R5=R6=1 kΩ，為匹配電阻，與Rf共同決定了電路的放大倍數(shù)，這些電阻均為高精度的金屬膜電阻。儀表放大電路輸出電壓(Vout)由式(1)計算得出。

(1)

式中：Vin+與Vin-為輸入的差分信號(V)。

C1(C2)為濾波電容，其作用是與R1(R2)構成低通濾波器，對不需要的噪聲進行抑制，C1和C2由式(2)、式(3)計算得出。

(2)

(3)

式中：f為截止頻率，取1 kHz。

經(jīng)計算：C1=C2=15 nF。

對于信號調(diào)理電路來說，噪聲性能主要取決于前置放大器的噪聲系數(shù)，因此本文僅針對該前置放大器與源阻抗的噪聲進行分析，其噪聲模型如圖3所示。電路的總噪聲包含了運算放大器的電壓噪聲(en)、電流噪聲(in)與電阻噪聲(er),這些噪聲源與運算放大器的噪聲增益相乘，進行平方和相加再取根號，即可得出等效輸入噪聲電壓譜密度(en_in)。該前置放大器與信號源的等效輸入噪聲電壓譜密度由式(4)計算得出。

(4)

圖3 前置放大器的噪聲模型

圖4 模擬等效輸入電壓噪聲仿真曲線

式中:k為玻爾茲曼常數(shù)，1.38×10-23J/K；T為絕對溫度(K)；Rs為接地電阻(Ω)；G為運算放大器的噪聲增益(dB)[6]。

1.2 輸入保護電路設計

直流激電儀在野外工作會受到雷擊、工業(yè)噪聲、周邊負載設備的開關機、發(fā)電機、無線電通訊等干擾，導致從電極處引入一個較大的瞬態(tài)電流，若不進行適當處理，將對儀器造成不可逆轉的損害。因此，在信號的輸入端需要設計輸入保護電路對儀器進行保護。一端電極的輸入保護電路設計如圖5所示。在信號輸入端并聯(lián)瞬態(tài)抑制二極管(TVS)，當因雷擊、靜電放電等因素在儀器輸入端產(chǎn)生浪涌電壓時，TVS將瞬間導通，泄放瞬態(tài)浪涌等過電壓，同時Rlimit(限流電阻，可減少輸入到后級電路中的過電流，保護后級電路，Rlimit不宜過大，否則將增大電路的電阻噪聲)把電壓穩(wěn)定在預定水平，避免浪涌電壓對后級電路造成損害。綜合對電路的保護作用與噪聲影響，Rlimit選擇100 Ω的金屬膜電阻。D1、D2為保護二極管，由于二極管的單向導通性，可使輸入到后級的信號穩(wěn)定在一定的電壓范圍內(nèi)，從而滿足OPA140功放芯片所需的輸入電壓范圍。

圖5 輸入保護電路

1.3 自然電位補償電路設計

在自然界中，某些礦(巖)對正負離子有吸附作用，會出現(xiàn)極化狀態(tài)，并形成自然電場，這種電場會對激電測量產(chǎn)生影響。所以，在發(fā)射機發(fā)射電流之前，先用直流激電儀接收機檢測自然電場，并使用處理器對其進行運算處理得到自然電位補償值，在后續(xù)的測量中自然電位補償值可作為參考電壓，用來抵消自然電場對激電測量的影響[7]。自然電位補償電路設計如圖6 所示，其為運算放大器與電阻構成的加法電路，Vin是上一級經(jīng)過放大的采集信號，Vadc是系統(tǒng)對自然電位進行采集并處理后通過模數(shù)轉換器(ADC)輸出的補償值，自然電位補償電路輸出電壓(Vout)由式(5)計算得出。

(5)

式中:R8=R9=R10=R11，為匹配電阻(Ω)。

由式(5)可知，Vout=Vadc+Vin。

圖6 自然電位補償電路

1.4 低通濾波器設計

為了保證輸入信號的質(zhì)量，滿足后續(xù)電路工作需求，需要對信號進行濾波處理，本次設計采用Sallen-Key二階有源低通濾波器，它具有高輸入阻抗、電路結構簡單、易調(diào)節(jié)品質(zhì)因數(shù)與增益的優(yōu)點,電路結構如圖7所示。

圖7 二階有源低通濾波器電路

二階有源低通濾波器的截止頻率(f0)由式(6)計算得出。

(6)

由式(6)可知:通過合理選擇電容C3與C4的電容值、電阻R12與R13的電阻值，能獲得期望的截止頻率。設置R12=R13=10 kΩ，C3=15 nF,C4=10 nF,得到截止頻率為1 kHz。

同時，Sallen-Key二階有源低通濾波器在設計時還需要考慮運算放大器的增益帶寬積(GBW)，增益帶寬積為運算放大器放大倍數(shù)與其帶寬乘積，一般為常數(shù)。若運算放大器的增益帶寬積太低，而信號處于高頻時，二階有源低通濾波器的增益將隨頻率的增大而增加，該現(xiàn)象稱為高頻饋通現(xiàn)象[8]。所以在電路設計時可通過式(7)來檢驗運算放大器的增益帶寬積是否符合設計標準。

GBW=100G1f0Q

(7)

式中:100為環(huán)路增益因子；G1為閉環(huán)增益，取1.0 dB；Q為品質(zhì)因數(shù)，取0.707。

GBW大于70.7 kHz，通過閱讀OPA140功放芯片的數(shù)據(jù)手冊可知其增益帶寬積為11 MHz，滿足二階有源低通濾波器電路設計要求。

1.5 ADC單端轉雙端電路設計

由于前級經(jīng)過處理的信號為單端信號，而輸入到模數(shù)轉換器ADS1282的模擬信號需要為雙端信號，因此需要實現(xiàn)電路信號的單端輸入雙端輸出。模數(shù)轉換器ADS1282內(nèi)置放大器可對輸入電流進行放大，故不需要使用差分驅動電路對電路進行驅動，只需使用2個運算放大器與電阻構成差分放大電路對輸入信號進行轉換。ADC單端轉雙端電路設計如圖8 所示，該電路的電壓輸出值可由式(8)計算得出。

圖8 ADC單端轉雙端電路

(8)

通過調(diào)節(jié)電阻R14的大小可以調(diào)節(jié)該電路的放大倍數(shù)，使輸出電壓能滿足ADC的輸入電氣特性而不超出其量程。C6、C7是共模濾波電容，可提升該電路的共模抑制比；電容C5作為差分濾波器，作用是減小由于C6、C7電容值大小不一致導致的誤差，并可以與R18、R19組成一個低通濾波器。

2 電路測試

2.1 模擬前端電路的頻響特性

頻響特性曲線能展示電路的增益與二階有源低通濾波器的設計是否符合要求，實測模擬前端電路頻響特性曲線如圖9所示。試驗中通過調(diào)整前置放大器中Rf的大小實現(xiàn)不同大小的電路增益。本次試驗中設置3種電路增益值，分別為0 dB、10.5 dB、21.6 dB，從整體上看，3條曲線平滑穩(wěn)定，在頻率小于1 kHz時，通頻帶增益為電路的實際增益值；當頻率高于1 kHz時，由于電路中二階有源低通濾波器的存在，增益下降，有效抑制了高頻噪聲，該測試結果符合設計要求。

圖9 實測模擬前端電路頻響特性曲線

2.2 前置放大器的共模抑制比特性

共模抑制比(CMRR)為儀表放大電路對差模信號的電壓增益(ADM)與對共模信號的電壓增益(ACM)之比的絕對值[9]。共模抑制比越大，表明電路對共模信號抑制效果越好，測試結果如圖10所示。由圖10 可知：在頻率低于1 kHz，前置放大器增益為10.5 dB時，共模抑制比高達105.0 dB；前置放大器增益為0 dB時，共模抑制比為95.5 dB。與GDP-32II型多功能電法儀(其共模抑制比為80.0 dB)對比可知：在測量信號頻率范圍內(nèi)模擬前端電路可有效抑制共模信號的干擾，提高電路的整體性能。

圖10 儀表放大電路的共模抑制比特性曲線

2.3 電壓噪聲測量

2.4 室外測試

直流激電儀接收機整體硬件部分由接收模擬電路板(由模擬前端電路構成)與系統(tǒng)主控電路板構成。為驗證模擬前端電路在實際測量過程中的可靠性，將接收模擬電路板與系統(tǒng)主控電路板組裝成樣機，在某草坪空地上進行直流激電儀測深試驗，以法國IRIS公司的ELREC 6激電儀作為對照組。樣機與ELREC 6激電儀的測試現(xiàn)場如圖12所示。

本次試驗測試裝置為對稱四級裝置，測量點共5個，點距為20 m。試驗過程中保持接收電極位置(MN)不變，增大供電電極極距(AB)，距離從1.5 m增大到6.0 m。試驗測量數(shù)據(jù)如表1所示，樣機與ELREC 6 激電儀視極化率對比如圖13所示。

圖11 實測與仿真等效輸入電壓噪聲頻譜密度圖

圖12 樣機(圖左)與ELREC 6激電儀(圖右)測試現(xiàn)場

表1 試驗測量數(shù)據(jù)

圖13 樣機與ELREC 6激電儀視極化率對比圖

從試驗測得的5組數(shù)據(jù)可看出，樣機與ELREC 6激電儀測得的視極化率雖然存在一些差異，這可能與儀器本身的計算方式有關，但大體上是相近的，且變化趨勢一致。試驗結果表明,樣機已基本達到實際應用水平，驗證了本文設計的模擬前端電路可應用于實際測量中，達到了設計目的。

3 結 論

本文從激電信號特點出發(fā)，開發(fā)了基于OPA140功放芯片的模擬前端電路，通過仿真計算和電路測試，得出以下結論：

2)基于OPA140功放芯片的模擬前端電路可有效提高共模抑制比，當電路增益為10.5 dB時，CMRR可達105.0 dB；當電路增益為0 dB時，CMRR可達95.5 dB。

3)基于OPA140功放芯片的模擬前端電路是一種提高直流激電法系統(tǒng)數(shù)據(jù)可靠性的途徑。