基于TAC-Heric的光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)淇刂蒲芯?/h1>
2022-08-23 09:04:58古純松馬希永
電源技術(shù) 2022年8期
古純松，陳 眾，謝 輝，馬希永
(長沙理工大學(xué)智能電網(wǎng)運(yùn)行與控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南長沙 410114)
隨著我國新能源發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)展，對于光伏發(fā)電的需求日益增長，導(dǎo)致光伏發(fā)電系統(tǒng)中的并網(wǎng)逆變器市場份額增長迅速[1]。光伏并網(wǎng)逆變器通常分為兩種結(jié)構(gòu)[2]：一種是隔離型，其利用變壓器實(shí)現(xiàn)直流、交流側(cè)的電氣隔離，從而避免共模電流的產(chǎn)生，但缺點(diǎn)是體積大、成本高、結(jié)構(gòu)復(fù)雜、效率低[3-4]；另一種為非隔離型，體積相對小、質(zhì)量相對較輕、結(jié)構(gòu)簡單、成本低以及效率高等優(yōu)點(diǎn)[5-6]。但由于無電氣隔離，逆變器開關(guān)管的高頻動作會導(dǎo)致共模電壓，其在由寄生電容[7]、逆變器和電網(wǎng)交流側(cè)組成的回路中向光伏發(fā)電系統(tǒng)注入漏電流[8]，并造成并網(wǎng)電流畸變、EMI、危及人身安全等各種問題[9-10]。
目前，對于非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的研究，已有諸多學(xué)者進(jìn)行了深入探索。文獻(xiàn)[11-12]基于H5、H6 拓?fù)?、Heric以及HB-ZVR 拓?fù)洌治隽似湓诓煌闆r下(續(xù)流階段、導(dǎo)通階段、關(guān)閉階段等)的漏電流抑制情況。文獻(xiàn)[13]采用中點(diǎn)箝位法，通過在橋臂中點(diǎn)之間接入有源、無源通路，實(shí)現(xiàn)對中點(diǎn)電壓的有效箝位，研究分析表明該控制策略可對漏電流進(jìn)行有效抑制。文獻(xiàn)[14]基于一種新型的單相無變壓器型并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在續(xù)流階段，將共模電壓箝位至母線電容中點(diǎn)處，從而實(shí)現(xiàn)共模電壓的有效抑制，采用該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可有效抑制漏電流。值得注意的是，以上文獻(xiàn)均沒有考慮到對中點(diǎn)箝位型逆變器的控制策略，存在電流諧波畸變率高、系統(tǒng)抗干擾能力弱的問題。
因此，針對非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流抑制以及控制策略優(yōu)化的問題，本文首先基于傳統(tǒng)Heric 拓?fù)浼夹g(shù)，在其拓?fù)浞謮弘娙葜悬c(diǎn)與續(xù)流橋臂中點(diǎn)之間添加T 型通路，以此來對中點(diǎn)電壓進(jìn)行有效箝位，并在單極性SPWM 調(diào)制方式下，分析了漏電流的形成機(jī)理以及TAC-Heric 拓?fù)涞墓ぷ鬟^程，以維持共模電壓恒定為控制目標(biāo)，從而實(shí)現(xiàn)漏電流的有效抑制。其次，對TAC-Heric 拓?fù)涞目刂撇呗詥栴}進(jìn)行優(yōu)化，對PI、PR 以及QPR 控制器的控制特性進(jìn)行分析，在此基礎(chǔ)上，采用PI+QPR 綜合控制策略，有效降低了電流諧波畸變率，提高了系統(tǒng)的電能質(zhì)量。最后基于Simulink 仿真平臺，理論和仿真分析驗(yàn)證了TAC-Heric 能更好地抑制漏電流以及所提控制策略的可行性。
1 傳統(tǒng)光伏并網(wǎng)逆變器漏電流產(chǎn)生機(jī)理
光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，UPV為光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的直流側(cè)電壓，C為直流側(cè)電容，CPV為光伏陣列對地電容，Ucm為CPV上產(chǎn)生的共模電壓，Icm為漏電流，UAN和UBN表示橋臂中點(diǎn)到直流母線N 點(diǎn)的電壓，UL為電感L1、L2上產(chǎn)生的壓降，Ug為電網(wǎng)電壓，接地阻抗較小,可以忽略不計(jì)。
在圖1 中，以電網(wǎng)電流正半周期為例，根據(jù)KVL 列寫回路電壓方程：
圖1 單相無變壓器型全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
由于漏電流Icm很小，因此可以忽略Icm在L1和L2上的壓降，在電感L1、L2參數(shù)對稱(L1=L2)的情況下，可得UL1=UL2，工頻電網(wǎng)電壓Ug作用在CPV上產(chǎn)生的漏電流也可忽略不計(jì)。根據(jù)式(1)和式(2)可得：
共模電壓Ucm和漏電流Icm之間的關(guān)系可以表示為：
由式(3)和式(4)可知，要想對漏電流進(jìn)行有效抑制，就必須維持共模電壓Ucm為一恒定數(shù)值。
通過采用單極性SPWM 調(diào)制，可以實(shí)現(xiàn)單相全橋逆變功率開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，逆變器工作在正半周期時，開關(guān)管S1、S4處于導(dǎo)通狀態(tài)，相應(yīng)的共模電壓為：
逆變器工作在負(fù)半周期時，開關(guān)管S2、S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，相應(yīng)的共模電壓為：
在正半周期續(xù)流階段，電流經(jīng)S2與S4的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通。在負(fù)半周期續(xù)流階段，電流經(jīng)S1與S3的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，其共模電壓均為：
因此，在一個周期內(nèi)，由式(5)～(7)可知，共模電壓在0.5UPV、-0.5UPV和0 之間變化，由式(4)可知系統(tǒng)此時會產(chǎn)生較大的漏電流。
2 新型TAC-Heric拓?fù)浞治?/h2>2.1 新型TAC-Heric 拓?fù)涞墓ぷ髟砑奥╇娏鞣治?/h3>
Heric 拓?fù)湓趯?shí)際運(yùn)行中，無法保證交流橋臂中點(diǎn)電壓的穩(wěn)定性，使得其共模電壓呈現(xiàn)懸浮狀態(tài)。為了解決中點(diǎn)電壓懸浮問題，本文在Heric 拓?fù)涞幕A(chǔ)上進(jìn)行了相應(yīng)改進(jìn)，即在Heric 拓?fù)涞姆謮弘娙軨1與C2的中點(diǎn)和續(xù)流橋臂中點(diǎn)之間引入一條T 型通路，如圖2 所示，其中交流橋臂的中點(diǎn)設(shè)為N，分容電壓的中點(diǎn)設(shè)為M。
圖2 新型TAC-Heric拓?fù)?/p>
為進(jìn)一步分析本文所提出TAC-Heric 控制具備更加優(yōu)秀的箝位性能，以正半周期為例，其工作過程如圖3 與圖4 所示。
圖3 正半周期工作原理
圖4 正向續(xù)流工作原理
圖3 中，S1、S4在信號正半周期經(jīng)高頻信號，開關(guān)處于打開狀態(tài)，此時S2、S3處于關(guān)斷狀態(tài)。相應(yīng)的輸出電壓UAN=UPV，UBN=0，共模電壓為：
圖4 中，在正向續(xù)流階段，當(dāng)UN＞UM時，開關(guān)S7處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管D1正向?qū)?，將N 點(diǎn)電位箝位至UM，使其等于UPV/2；當(dāng)UN＜UM時，開關(guān)S7處于閉合狀態(tài)，二極管D1關(guān)斷，進(jìn)而使得續(xù)流橋臂中點(diǎn)電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)。因此可得2UAN=UPV，2UBN=UPV，相應(yīng)的共模電壓為：
類似地，可以根據(jù)負(fù)半周期工作原理與反向續(xù)流時的工作原理得到相應(yīng)的共模電壓為：
由上述分析可見，本文所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)總能使共模電壓恒為一個穩(wěn)定不變的數(shù)值，使其幅值為光伏電源電壓UPV的二分之一。因此，該TAC-Heric 控制可對漏電流進(jìn)行有效抑制。
2.2 TAC-Heric拓?fù)浞抡骝?yàn)證
在Matlab/Simulink 仿真平臺中，根據(jù)圖2 搭建新型TACHeric 拓?fù)浞抡婺Ｐ?，通過單極性SPWM 信號驅(qū)動，對提出的新型TAC-Heric 拓?fù)溥M(jìn)行仿真，仿真模型可以得到相應(yīng)的逆變輸出電壓、共模電壓，具體仿真參數(shù)如表1 所示。
表1 TAC-Heric 拓?fù)淠孀兎抡鎱?shù)
圖5 為TAC-Heric 拓?fù)涞碾妷狠敵霾ㄐ?，通過對中點(diǎn)電壓的有效箝位，TAC-Heric 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的逆變電壓趨于穩(wěn)定，相應(yīng)的輸出電壓均為標(biāo)準(zhǔn)方波。圖6 為基于TAC-Heric 拓?fù)涞墓材ｋ妷狠敵霾ㄐ?，共模電壓保持?80 V 左右，結(jié)合式(4)，可以看出TAC-Heric 拓?fù)淇蓪β╇娏鬟M(jìn)行有效抑制。
圖5 TAC-Heric拓?fù)涞碾妷狠敵霾ㄐ?/p>
圖6 TAC-Heric拓?fù)涞墓材ｋ妷狠敵霾ㄐ?/p>
3 基于TAC-Heric 拓?fù)涞目刂品治?/h2>3.1 單相逆變器并網(wǎng)控制框圖
光伏并網(wǎng)系統(tǒng)利用單極性SPWM 控制，對光伏陣列(PV)側(cè)的直流輸入進(jìn)行調(diào)制，通過低通濾波器對逆變器所產(chǎn)生的電流進(jìn)行濾波處理，以提供高質(zhì)量的電網(wǎng)正弦電流波形，單相光伏逆變器拓?fù)淇刂茍D如圖7 所示。
圖7 單相光伏逆變器拓?fù)淇刂茍D
3.2 并網(wǎng)控制技術(shù)
在電流內(nèi)環(huán)控制器中，對于傳統(tǒng)的PI、PR 以及QPR 控制器，它們各有其特點(diǎn)。PI 控制具有較快的響應(yīng)速度，但對高次諧波的抑制能力較差。基于PI 控制器的電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為：
式中：Kp與Ki分別為PI 控制器的比例系數(shù)與積分系數(shù)。
PR 控制實(shí)現(xiàn)了對交流正弦信號的無靜差跟蹤調(diào)節(jié)，能對特定的諧波信號進(jìn)行針對性的跟蹤控制?；赑R 控制器的電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為：
式中：Kp與Kr分別為PR 控制器的比例系數(shù)和諧振系數(shù)；n為諧波次數(shù)；ωf為基波角頻率。
PR 控制的帶寬較小，其對電網(wǎng)參數(shù)的變化十分敏感，而在電網(wǎng)實(shí)際運(yùn)行中，電網(wǎng)頻率可以在規(guī)定范圍內(nèi)進(jìn)行波動，這將影響PR 控制對交流信號的跟蹤控制。而QPR 控制相較于PR 控制而言，其拓展了帶寬，在電網(wǎng)頻率發(fā)生波動時，具有更好的穩(wěn)定性，能更好地實(shí)現(xiàn)對交流信號的跟蹤，基于QPR 控制器的傳遞函數(shù)如下：
式中：ω1為諧振頻率，其值與QPR 控制的帶寬有關(guān)。
根據(jù)PR 以及QPR 控制的特性以及傳遞函數(shù)，控制器選擇合適的參數(shù)為Kp=3，Kr=10，n=3，ω1=10 rad/s，可以得出其相應(yīng)的Bode 圖，見圖8、圖9。
圖8 PR 控制器的Bode圖
圖9 QPR控制器的Bode圖
從圖8 可以看出，PR 控制在3 倍基波頻率處表現(xiàn)為無窮增益，而在其他頻率處的增益并不明顯，因此，可以得出PR控制可以對某一些特定頻率的信號進(jìn)行精確跟蹤。此外，PR控制的帶寬非常小，在電網(wǎng)頻率波動時，會使其對特定信號的跟蹤效果變差，具有較弱的適應(yīng)性，此時系統(tǒng)的抗干擾能力較差。從圖9 可以看出，采用QPR 控制時，在3 倍基波頻率處的增益雖不及PR 控制，但仍有較大增益，而且其帶寬明顯增加，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
由上述分析可知，QPR 控制對于電網(wǎng)參數(shù)波動具有較強(qiáng)的適應(yīng)性，同時，為了降低電流諧波畸變率，根據(jù)QPR 控制的優(yōu)勢，即對特定頻率的信號進(jìn)行精確跟蹤控制，且具有較強(qiáng)的抗干擾性，同時考慮PI 控制特性，即對低頻分量也具有較高的增益，PI+QPR 的綜合控制結(jié)構(gòu)框圖如圖10 所示。圖10中，GQPR(s)為QPR 控制的傳遞函數(shù)，GPI(s)為PI 控制的傳遞函數(shù)，Gp(s)為逆變器的傳遞函數(shù)，Gd(s)為濾波器的傳遞函數(shù)，ic(s)為特定的諧波電流信號，icref(s)為特定的諧波電流信號參考值，ig(s)為低頻直流分量，igref(s)為低頻直流分量參考值。
圖10 PI+QPR的綜合控制結(jié)構(gòu)框圖
3.3 TAC-Heric 逆變控制仿真分析
為驗(yàn)證本文所提綜合控制策略的可行性與有效性，根據(jù)圖7所示的單相光伏逆變器拓?fù)淇刂疲肕atlab/Simulink仿真平臺建立相應(yīng)的系統(tǒng)模型，對系統(tǒng)并網(wǎng)輸出結(jié)果進(jìn)行對比、分析。直流側(cè)電壓為360 V，電感L為20 mH，直流電容為1 100 μF，綜合控制策略參數(shù)如下：Kp=3，Kr=10，ωf=314 rad/s，Ki=240，ω1=10 rad/s。該參數(shù)下運(yùn)行Simulink 仿真模型，得到并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流，如圖11、圖12所示。
圖11 PI+QPR控制下的并網(wǎng)電壓
圖12 PI+QPR控制下的并網(wǎng)電流
從圖11 與圖12 中可以看出，新型TAC-Heric 逆變拓?fù)湓赑I+QPR 的綜合控制策略下輸出的電壓、電流波形質(zhì)量較高，二者的幅值與相位保持一致，波動較小。
為了進(jìn)一步描述綜合控制策略對電流諧波抑制的能力，對PI、PR 與PI+QPR 控制下的并網(wǎng)電流FFT 進(jìn)行分析，不同控制下的并網(wǎng)電流總諧波畸變率(total harmonic distortion，THD)如表2 所示。從表2 中可以看出，相較于PI、PR 控制，PI+QPR 控制的并網(wǎng)電流諧波畸變率更低，相應(yīng)的電流輸出質(zhì)量更高。
表2 不同控制方式下的THD
4 結(jié)論
在對單相并網(wǎng)逆變器中存在的漏電流問題進(jìn)行分析的基礎(chǔ)上，得出一種能穩(wěn)定共模電壓的TAC-Heric 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用單極性SPWM 調(diào)制，在續(xù)流階段對共模電壓進(jìn)行有效箝位，從而有效地抑制了漏電流。同時，針對TAC-Heric 的并網(wǎng)控制技術(shù)，在電流內(nèi)環(huán)控制中，提出了一種PI+QPR 綜合控制策略，使得單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗干擾能力，同時降低了并網(wǎng)電流的總諧波畸變率，提高了系統(tǒng)的電能質(zhì)量。
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目前，對于非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的研究，已有諸多學(xué)者進(jìn)行了深入探索。文獻(xiàn)[11-12]基于H5、H6 拓?fù)?、Heric以及HB-ZVR 拓?fù)洌治隽似湓诓煌闆r下(續(xù)流階段、導(dǎo)通階段、關(guān)閉階段等)的漏電流抑制情況。文獻(xiàn)[13]采用中點(diǎn)箝位法，通過在橋臂中點(diǎn)之間接入有源、無源通路，實(shí)現(xiàn)對中點(diǎn)電壓的有效箝位，研究分析表明該控制策略可對漏電流進(jìn)行有效抑制。文獻(xiàn)[14]基于一種新型的單相無變壓器型并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在續(xù)流階段，將共模電壓箝位至母線電容中點(diǎn)處，從而實(shí)現(xiàn)共模電壓的有效抑制，采用該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可有效抑制漏電流。值得注意的是，以上文獻(xiàn)均沒有考慮到對中點(diǎn)箝位型逆變器的控制策略，存在電流諧波畸變率高、系統(tǒng)抗干擾能力弱的問題。
因此，針對非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流抑制以及控制策略優(yōu)化的問題，本文首先基于傳統(tǒng)Heric 拓?fù)浼夹g(shù)，在其拓?fù)浞謮弘娙葜悬c(diǎn)與續(xù)流橋臂中點(diǎn)之間添加T 型通路，以此來對中點(diǎn)電壓進(jìn)行有效箝位，并在單極性SPWM 調(diào)制方式下，分析了漏電流的形成機(jī)理以及TAC-Heric 拓?fù)涞墓ぷ鬟^程，以維持共模電壓恒定為控制目標(biāo)，從而實(shí)現(xiàn)漏電流的有效抑制。其次，對TAC-Heric 拓?fù)涞目刂撇呗詥栴}進(jìn)行優(yōu)化，對PI、PR 以及QPR 控制器的控制特性進(jìn)行分析，在此基礎(chǔ)上，采用PI+QPR 綜合控制策略，有效降低了電流諧波畸變率，提高了系統(tǒng)的電能質(zhì)量。最后基于Simulink 仿真平臺，理論和仿真分析驗(yàn)證了TAC-Heric 能更好地抑制漏電流以及所提控制策略的可行性。
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在圖1 中，以電網(wǎng)電流正半周期為例，根據(jù)KVL 列寫回路電壓方程：
圖1 單相無變壓器型全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
由于漏電流Icm很小，因此可以忽略Icm在L1和L2上的壓降，在電感L1、L2參數(shù)對稱(L1=L2)的情況下，可得UL1=UL2，工頻電網(wǎng)電壓Ug作用在CPV上產(chǎn)生的漏電流也可忽略不計(jì)。根據(jù)式(1)和式(2)可得：
共模電壓Ucm和漏電流Icm之間的關(guān)系可以表示為：
由式(3)和式(4)可知，要想對漏電流進(jìn)行有效抑制，就必須維持共模電壓Ucm為一恒定數(shù)值。
通過采用單極性SPWM 調(diào)制，可以實(shí)現(xiàn)單相全橋逆變功率開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，逆變器工作在正半周期時，開關(guān)管S1、S4處于導(dǎo)通狀態(tài)，相應(yīng)的共模電壓為：
逆變器工作在負(fù)半周期時，開關(guān)管S2、S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，相應(yīng)的共模電壓為：
在正半周期續(xù)流階段，電流經(jīng)S2與S4的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通。在負(fù)半周期續(xù)流階段，電流經(jīng)S1與S3的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，其共模電壓均為：
因此，在一個周期內(nèi)，由式(5)～(7)可知，共模電壓在0.5UPV、-0.5UPV和0 之間變化，由式(4)可知系統(tǒng)此時會產(chǎn)生較大的漏電流。
2 新型TAC-Heric拓?fù)浞治?/h2>2.1 新型TAC-Heric 拓?fù)涞墓ぷ髟砑奥╇娏鞣治?/h3>
Heric 拓?fù)湓趯?shí)際運(yùn)行中，無法保證交流橋臂中點(diǎn)電壓的穩(wěn)定性，使得其共模電壓呈現(xiàn)懸浮狀態(tài)。為了解決中點(diǎn)電壓懸浮問題，本文在Heric 拓?fù)涞幕A(chǔ)上進(jìn)行了相應(yīng)改進(jìn)，即在Heric 拓?fù)涞姆謮弘娙軨1與C2的中點(diǎn)和續(xù)流橋臂中點(diǎn)之間引入一條T 型通路，如圖2 所示，其中交流橋臂的中點(diǎn)設(shè)為N，分容電壓的中點(diǎn)設(shè)為M。
圖2 新型TAC-Heric拓?fù)?/p>
為進(jìn)一步分析本文所提出TAC-Heric 控制具備更加優(yōu)秀的箝位性能，以正半周期為例，其工作過程如圖3 與圖4 所示。
圖3 正半周期工作原理
圖4 正向續(xù)流工作原理
圖3 中，S1、S4在信號正半周期經(jīng)高頻信號，開關(guān)處于打開狀態(tài)，此時S2、S3處于關(guān)斷狀態(tài)。相應(yīng)的輸出電壓UAN=UPV，UBN=0，共模電壓為：
圖4 中，在正向續(xù)流階段，當(dāng)UN＞UM時，開關(guān)S7處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管D1正向?qū)?，將N 點(diǎn)電位箝位至UM，使其等于UPV/2；當(dāng)UN＜UM時，開關(guān)S7處于閉合狀態(tài)，二極管D1關(guān)斷，進(jìn)而使得續(xù)流橋臂中點(diǎn)電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)。因此可得2UAN=UPV，2UBN=UPV，相應(yīng)的共模電壓為：
類似地，可以根據(jù)負(fù)半周期工作原理與反向續(xù)流時的工作原理得到相應(yīng)的共模電壓為：
由上述分析可見，本文所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)總能使共模電壓恒為一個穩(wěn)定不變的數(shù)值，使其幅值為光伏電源電壓UPV的二分之一。因此，該TAC-Heric 控制可對漏電流進(jìn)行有效抑制。
2.2 TAC-Heric拓?fù)浞抡骝?yàn)證
在Matlab/Simulink 仿真平臺中，根據(jù)圖2 搭建新型TACHeric 拓?fù)浞抡婺Ｐ?，通過單極性SPWM 信號驅(qū)動，對提出的新型TAC-Heric 拓?fù)溥M(jìn)行仿真，仿真模型可以得到相應(yīng)的逆變輸出電壓、共模電壓，具體仿真參數(shù)如表1 所示。
表1 TAC-Heric 拓?fù)淠孀兎抡鎱?shù)
圖5 為TAC-Heric 拓?fù)涞碾妷狠敵霾ㄐ?，通過對中點(diǎn)電壓的有效箝位，TAC-Heric 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的逆變電壓趨于穩(wěn)定，相應(yīng)的輸出電壓均為標(biāo)準(zhǔn)方波。圖6 為基于TAC-Heric 拓?fù)涞墓材ｋ妷狠敵霾ㄐ?，共模電壓保持?80 V 左右，結(jié)合式(4)，可以看出TAC-Heric 拓?fù)淇蓪β╇娏鬟M(jìn)行有效抑制。
圖5 TAC-Heric拓?fù)涞碾妷狠敵霾ㄐ?/p>
圖6 TAC-Heric拓?fù)涞墓材ｋ妷狠敵霾ㄐ?/p>
3 基于TAC-Heric 拓?fù)涞目刂品治?/h2>3.1 單相逆變器并網(wǎng)控制框圖
光伏并網(wǎng)系統(tǒng)利用單極性SPWM 控制，對光伏陣列(PV)側(cè)的直流輸入進(jìn)行調(diào)制，通過低通濾波器對逆變器所產(chǎn)生的電流進(jìn)行濾波處理，以提供高質(zhì)量的電網(wǎng)正弦電流波形，單相光伏逆變器拓?fù)淇刂茍D如圖7 所示。
圖7 單相光伏逆變器拓?fù)淇刂茍D
3.2 并網(wǎng)控制技術(shù)
在電流內(nèi)環(huán)控制器中，對于傳統(tǒng)的PI、PR 以及QPR 控制器，它們各有其特點(diǎn)。PI 控制具有較快的響應(yīng)速度，但對高次諧波的抑制能力較差。基于PI 控制器的電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為：
式中：Kp與Ki分別為PI 控制器的比例系數(shù)與積分系數(shù)。
PR 控制實(shí)現(xiàn)了對交流正弦信號的無靜差跟蹤調(diào)節(jié)，能對特定的諧波信號進(jìn)行針對性的跟蹤控制?；赑R 控制器的電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為：
式中：Kp與Kr分別為PR 控制器的比例系數(shù)和諧振系數(shù)；n為諧波次數(shù)；ωf為基波角頻率。
PR 控制的帶寬較小，其對電網(wǎng)參數(shù)的變化十分敏感，而在電網(wǎng)實(shí)際運(yùn)行中，電網(wǎng)頻率可以在規(guī)定范圍內(nèi)進(jìn)行波動，這將影響PR 控制對交流信號的跟蹤控制。而QPR 控制相較于PR 控制而言，其拓展了帶寬，在電網(wǎng)頻率發(fā)生波動時，具有更好的穩(wěn)定性，能更好地實(shí)現(xiàn)對交流信號的跟蹤，基于QPR 控制器的傳遞函數(shù)如下：
式中：ω1為諧振頻率，其值與QPR 控制的帶寬有關(guān)。
根據(jù)PR 以及QPR 控制的特性以及傳遞函數(shù)，控制器選擇合適的參數(shù)為Kp=3，Kr=10，n=3，ω1=10 rad/s，可以得出其相應(yīng)的Bode 圖，見圖8、圖9。
圖8 PR 控制器的Bode圖
圖9 QPR控制器的Bode圖
從圖8 可以看出，PR 控制在3 倍基波頻率處表現(xiàn)為無窮增益，而在其他頻率處的增益并不明顯，因此，可以得出PR控制可以對某一些特定頻率的信號進(jìn)行精確跟蹤。此外，PR控制的帶寬非常小，在電網(wǎng)頻率波動時，會使其對特定信號的跟蹤效果變差，具有較弱的適應(yīng)性，此時系統(tǒng)的抗干擾能力較差。從圖9 可以看出，采用QPR 控制時，在3 倍基波頻率處的增益雖不及PR 控制，但仍有較大增益，而且其帶寬明顯增加，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
由上述分析可知，QPR 控制對于電網(wǎng)參數(shù)波動具有較強(qiáng)的適應(yīng)性，同時，為了降低電流諧波畸變率，根據(jù)QPR 控制的優(yōu)勢，即對特定頻率的信號進(jìn)行精確跟蹤控制，且具有較強(qiáng)的抗干擾性，同時考慮PI 控制特性，即對低頻分量也具有較高的增益，PI+QPR 的綜合控制結(jié)構(gòu)框圖如圖10 所示。圖10中，GQPR(s)為QPR 控制的傳遞函數(shù)，GPI(s)為PI 控制的傳遞函數(shù)，Gp(s)為逆變器的傳遞函數(shù)，Gd(s)為濾波器的傳遞函數(shù)，ic(s)為特定的諧波電流信號，icref(s)為特定的諧波電流信號參考值，ig(s)為低頻直流分量，igref(s)為低頻直流分量參考值。
圖10 PI+QPR的綜合控制結(jié)構(gòu)框圖
3.3 TAC-Heric 逆變控制仿真分析
為驗(yàn)證本文所提綜合控制策略的可行性與有效性，根據(jù)圖7所示的單相光伏逆變器拓?fù)淇刂疲肕atlab/Simulink仿真平臺建立相應(yīng)的系統(tǒng)模型，對系統(tǒng)并網(wǎng)輸出結(jié)果進(jìn)行對比、分析。直流側(cè)電壓為360 V，電感L為20 mH，直流電容為1 100 μF，綜合控制策略參數(shù)如下：Kp=3，Kr=10，ωf=314 rad/s，Ki=240，ω1=10 rad/s。該參數(shù)下運(yùn)行Simulink 仿真模型，得到并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流，如圖11、圖12所示。
圖11 PI+QPR控制下的并網(wǎng)電壓
圖12 PI+QPR控制下的并網(wǎng)電流
從圖11 與圖12 中可以看出，新型TAC-Heric 逆變拓?fù)湓赑I+QPR 的綜合控制策略下輸出的電壓、電流波形質(zhì)量較高，二者的幅值與相位保持一致，波動較小。
為了進(jìn)一步描述綜合控制策略對電流諧波抑制的能力，對PI、PR 與PI+QPR 控制下的并網(wǎng)電流FFT 進(jìn)行分析，不同控制下的并網(wǎng)電流總諧波畸變率(total harmonic distortion，THD)如表2 所示。從表2 中可以看出，相較于PI、PR 控制，PI+QPR 控制的并網(wǎng)電流諧波畸變率更低，相應(yīng)的電流輸出質(zhì)量更高。
表2 不同控制方式下的THD
4 結(jié)論
在對單相并網(wǎng)逆變器中存在的漏電流問題進(jìn)行分析的基礎(chǔ)上，得出一種能穩(wěn)定共模電壓的TAC-Heric 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用單極性SPWM 調(diào)制，在續(xù)流階段對共模電壓進(jìn)行有效箝位，從而有效地抑制了漏電流。同時，針對TAC-Heric 的并網(wǎng)控制技術(shù)，在電流內(nèi)環(huán)控制中，提出了一種PI+QPR 綜合控制策略，使得單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗干擾能力，同時降低了并網(wǎng)電流的總諧波畸變率，提高了系統(tǒng)的電能質(zhì)量。
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