董 侃，張 標，薛 江，劉偉志，王永翔, 程 龍

（1.中國鐵道科學研究院集團有限公司機車車輛研究所，北京 100081；2.北京縱橫機電科技有限公司，北京 100094；3.天津一號線軌道交通運營有限公司，天津 300350）

1 引言

半導體器件是電力電子技術發(fā)展的重要基礎，其占整機總價值的比重雖然不高，但對提高設備效率、功率密度、可靠性等性能指標起著重要作用。以碳化硅（SiC）為代表的第三代半導體器件相比硅（Si）器件具有導通電阻低、擊穿電壓高、開關損耗低、熱導率高[1-3]等優(yōu)勢，有利于提高變換器的效率和輕量化水平[4]，是目前電力電子技術的重要研究方向。

輔助變流器是軌道交通車輛重要車載設備，不僅為空調、客室照明和客室插座等設備提供電能，更是充電機和冷卻系統(tǒng)的電能來源，是牽引系統(tǒng)正常運行的保障[5]。隨著雙碳計劃的提出，列車節(jié)能降耗需求進一步提高，也對車載變流器在輕量高效等方面提出了更高要求。

本文以SiC器件在軌道交通輔助變流器的應用為目標，從變流器的需求出發(fā)，對SiC器件選型、主回路雜散參數(shù)抑制、變流器損耗計算和結構設計、變流器控制方法等方面進行研究，完成了基于SiC器件的輔助功率模塊研制，并設計實驗進行驗證。

2 輔助變流器概述

輔助變流器是軌道交通車輛重要的車載設備，其將接觸網直流電壓逆變?yōu)槿嘟涣麟?，并經隔離、濾波后輸出，為列車負載供電[8]。根據(jù)隔離方式不同，輔助變流器的技術路線可分為工頻方案與高頻方案[9]。工頻方案中，工頻變壓器的體積和重量非?？捎^，通常是輔助變流器中最大的單體部件[10]。并且功率等級越高，工頻變壓器的體積重量越大，對輔助變流器的機械設計、安裝和重心控制等方面都帶來挑戰(zhàn)。高頻方案由于開關頻率提高，大幅降低了被動元件的體積和重量[12]，在改造和新造項目中多采用高頻方案，典型的高頻方案拓撲如圖1所示。

圖1 高頻方案拓撲

高頻方案前級采用高頻DC/DC變換，實現(xiàn)對輸入電壓的隔離和穩(wěn)壓，通常輸出650～750 V直流電壓，再經后級逆變器逆變后濾波輸出[13]。在該拓撲方案中，前級DC/DC通常采用LLC諧振變換器，開關頻率在15～20 kHz，繼續(xù)提頻的邊際效益已經不高；后級DC/AC模塊提頻可進一步減小正弦濾波器，且對于650～750 V的直流電壓等級正適合當前SiC器件的應用。因此，本文以軌道交通高頻輔助變流器中的三相逆變模塊為目標，開展SiC器件的應用研究。

以某軌道交通車輛輔助變流器為設計目標，其三相逆變模塊主要設計參數(shù)如表1所示。

表 1 三相逆變模塊參數(shù)

3 全SiC功率模塊設計

3.1 功率器件選型

根據(jù)表1中三相逆變模塊參數(shù)，逆變模塊直流母線電壓650～750 V，額定電流約170 A，3款不同功率器件的特性對比如表2所示。

由表2可知，CREE與ROHM的2款功率器件性能指標一致，均能滿足目前的設計需求，但CREE的器件封裝與目標機組所用Si器件一致，為便于后期對既有產品的更新，且與國產器件有較好的替代性，因此本文選用CREE公司的CAS300M12BM2半橋全SiC器件。

表 2 不同功率器件特性對比

3.2 減小主回路雜散電感的設計方法

SiC器件開關頻率顯著提高，對主回路中雜散電感也更加敏感，因此，盡可能減小主回路雜散電感是SiC功率模塊設計的重要目標。減小主回路雜散電感主要有設計低感母排和增加吸收電容2種方式。文獻[14]中對疊層母排的設計方法做了詳細介紹，本文不再贅述，下面對吸收電容的設計進行說明。

采用疊層母排設計可以有效降低主回路的雜散電感，但由于母排設計無法做到完全無感，因此還需加入吸收電容，一方面可以進一步抑制主回路的雜散電感，另一方面也可提升電磁兼容抗擾能力。

根據(jù)能量守恒定律，吸收電容組中單體電容容量Csnub應滿足：

式（1）中，N為并聯(lián)吸收電容的個數(shù)；Ioff為開關器件關斷時刻瞬態(tài)電流值；Lbb為母排雜散電感值；ΔU1為母排雜散電感引起的尖峰電壓值。

從式（1）可以看出，電容容值達到一定值后可抑制母排的雜散電感，但由于電容本身存在寄生電感，因此在實際應用中，宜采用多個吸收電容并聯(lián)成組的方式，一方面可以達到所需的容值，另一方面可通過并聯(lián)的方式降低吸收電容所帶來的雜散電感。但是若吸收電容數(shù)量過多，所需要的母排長度增加，這樣反而增大母排的雜散電感，因此，并聯(lián)吸收電容的數(shù)量需要找到折中值。

經過調研，采用某品牌150 μF的單體電容作為吸收電容單體，其電壓電流限值為900 V/ 55 A。圖2分別給出了700 V/ 300 A的雙脈沖測試工況下，無吸收電容Csnub0、并聯(lián)3個吸收電容Csnub3和并聯(lián)6個吸收電容Csnub6時的關斷過程器件端電壓波形。由圖可知，并聯(lián)吸收電容后，電壓尖峰降低，回路等效雜散電感減小。另外，相比于并聯(lián)3個吸收電容，并聯(lián)6個電容的邊際效應明顯降低。因此，本文選擇3個900 V/150 μF的單體電容并聯(lián)成組作為吸收電容。

圖2 不同吸收電容方案的雙脈沖結果

3.3 功率模塊損耗計算

根據(jù)SiC器件CAS300M12BM2參數(shù)模型，以30 kHz開關頻率、三相逆變器帶100 kW負載為計算工況，進行損耗計算。同時，選取同等電壓和功率等級的Si器件FF300R12KE3進行同等條件下的對比計算，得到損耗計算結果如表3所示。

表 3 不同功率模塊損耗計算 W

損耗計算結果表明，在相同工況下，SiC MOSFET的導通損耗和開關損耗相比于Si IGBT均大幅降低；SiC二極管的導通損耗比Si二極管降低約50%，SiC二極管的開關損耗幾乎可視為0；同在30 kHz的工作頻率下，SiC器件的總損耗比Si功率器件降低約84%；實際由于Si器件無法工作在30 kHz開關頻率，折算到5 kHz工作的Si器件損耗約為30 kHz下SiC器件的1.6倍。

3.4 結構設計

本文以某軌道交通車輛輔助變流器的三相逆變模塊為目標，進行SiC功率模塊的應用研究，保證所研發(fā)SiC模塊的外形尺寸以及輸入輸出端子與目標機組一致。在此基礎上，集成電壓電流傳感器、支撐電容、吸收電容、SiC器件、驅動板、控制器等部件，并考慮電氣部件散熱等因素，得到如圖3所示SiC功率模塊結構示意圖。該結構設計有如下特點。

圖3 結構設計

（1）SiC器件并排放置在散熱器風道方向的位置，3 個SiC器件散熱均勻，壽命一致性更好，并且三相交流輸出銅排穿過交流電流傳感器時更方便，無需過多折彎。

（2）采用復合疊層母排，母排連接支撐電容、吸收電容、SiC器件，實現(xiàn)直流穩(wěn)壓的同時有效降低主回路雜散電感。

（3）集成電壓電流傳感器、功率器件溫度傳感器和控制板，模塊集成化程度和智能化水平更高。

（4）與目標變流器的既有模塊外形尺寸和機械、電氣接口保持一致，可直接實現(xiàn)上車同等替代。

4 控制策略設計

在輸入電壓合理范圍內，輔助變流器逆變輸出符合電能質量要求的三相交流電供車載負荷使用，同時能實現(xiàn)與其他輔助變流器并聯(lián)均流，提高交流母線的供電可靠性。為實現(xiàn)上述功能，采用功率下垂控制和電壓電流雙閉環(huán)控制方式，在無通信線情況下實現(xiàn)輔助變流器間的功率平均分配和良好的動態(tài)性能，閉環(huán)控制策略如圖 4所示。

圖4 閉環(huán)控制策略框圖

首先由母線電壓ug_abc和交流電流iabc計算瞬時功率P和Q，并通過功率下垂控制，得到電壓幅值u*和系統(tǒng)頻率，進而積分得到坐標變換角度θ。交流電壓uabc和電流iabc經過旋轉坐標變換，用于電壓電流的閉環(huán)控制。電壓外環(huán)以目標電壓ud*和uq*為指令值，以經過坐標變換后的反饋電壓ud和uq為實際值，進行閉環(huán)控制，其輸出作為電流內環(huán)的指令值id*和iq*。電流內環(huán)根據(jù)指令值id*和iq*以及實際值id和iq進行閉環(huán)調節(jié)產生電壓矢量指令，并經脈沖寬度調制（PWM），得到控制三相逆變器的6路PWM脈沖。

5 實驗驗證

根據(jù)上文設計內容，基于SiC器件的輔助逆變器功率模塊如圖5所示，設計實驗對其進行功能驗證。

圖5 基于SiC器件的輔助逆變器

（1）為了驗證主回路雜散電感抑制方法，以疊層母排加3個吸收電容的功率模塊為實驗對象，設計雙脈沖實驗。700 V/ 540 A工況下的雙脈沖實驗結果如圖6所示，其中Vds為開關管端電壓，Id為流過開關管的電流，根據(jù)實驗結果，主回路雜散電感約為13 nH，而原型Si模塊的主回路雜散電感在60 nH左右。

圖6 關斷過程波形

（2）進一步對SiC器件模塊進行帶載運行實驗。圖7為100 kW負載穩(wěn)態(tài)運行波形，其中C1為輸出電流（200 A/div），C2為輸出交流電壓（350 V/div），功率模塊帶載運行穩(wěn)定，輸出電壓正弦度較高。

圖7 帶載運行波形

6 結論

本文以SiC器件在軌道交通輔助變流器的應用為目標，對SiC器件選型、主回路雜散參數(shù)抑制、變流器損耗計算和結構設計、變流器控制方法等方面進行研究，完成基于SiC器件的輔助變流器功率模塊研制，并通過實驗進行驗證，為SiC器件在軌道交通車輛輔助變流器的應用奠定基礎。