何志強(qiáng)，劉長軍

四川大學(xué) 電子信息學(xué)院，四川 成都 610064

功率放大器（power amplifier，PA）的效率是射頻前端的一個(gè)重要參數(shù)，因?yàn)楣Ψ磐侵饕墓脑ｋS著無線能量傳輸系統(tǒng)的發(fā)展，對(duì)功放效率的要求也越來越高，各式各樣的高效率功放也相繼問世。文獻(xiàn)[1]通過分析晶體管電流電壓特性實(shí)現(xiàn)了一款高效率E 類功率放大器。文獻(xiàn)[2]采用Doherty 架構(gòu)設(shè)計(jì)了一款高效率寬帶功放。文獻(xiàn)[3]采用實(shí)頻技術(shù)設(shè)計(jì)了一款寬帶高效率功放。Class F/F-1放大器由于結(jié)構(gòu)簡單、易于實(shí)現(xiàn)且理論最大效率達(dá)100%而受到廣泛關(guān)注[4-7]。

在工程應(yīng)用中，需要在功放輸出端進(jìn)行額外的濾波以獲得純凈的頻譜，即功放與下一級(jí)電路之間需級(jí)聯(lián)帶通濾波器。近年來，濾波功放的設(shè)計(jì)逐漸興起，帶通濾波器直接作為功放輸出匹配電路的一部分，同時(shí)起到選頻與阻抗匹配的作用。文獻(xiàn)[8]采用微帶濾波器設(shè)計(jì)了一種抑制到四次諧波的濾波功放，但濾波器的插入損耗高達(dá)1.1 dB。腔體濾波器[9]、介質(zhì)濾波器[10]等具有高品質(zhì)因數(shù)（quality factor）、選頻特性好等特點(diǎn)，但體積大，不易加工。文獻(xiàn)[11]采用微帶濾波器作為功率放大器的輸入匹配，陶瓷材料濾波器作為輸出匹配，但效率偏低。

本文提出了一款高效率逆F 類濾波功放。濾波器采用微帶線結(jié)構(gòu)，帶內(nèi)插入損耗低，帶外抑制能力強(qiáng)。在通帶附近存在2 個(gè)零點(diǎn)，增強(qiáng)了其選頻能力。功率放大器設(shè)計(jì)了額外的諧波匹配電路與晶體管寄生參數(shù)補(bǔ)償電路，滿足逆F 類功放的諧波阻抗要求。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果均驗(yàn)證了其特性優(yōu)良。

1 逆F 類濾波放大器整體設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)上，濾波器與功率放大器獨(dú)立設(shè)計(jì)，均匹配到50 Ω 后再連接[12]，如圖1(a)所示。然而，這種方式可能會(huì)造成阻抗失配并產(chǎn)生額外損耗，降低系統(tǒng)性能。本文提出的逆F 類濾波功率放大器整體框架如圖1(b)所示，其中諧波匹配包含了諧波匹配電路和晶體管寄生參數(shù)補(bǔ)償電路，Zopt為晶體管最佳負(fù)載阻抗，Z和Z*為2 個(gè)共軛的復(fù)阻抗。相對(duì)于傳統(tǒng)設(shè)計(jì)而言，保留諧波匹配網(wǎng)絡(luò)以實(shí)現(xiàn)功率放大器的逆F 類工作狀態(tài)，省略了基波匹配網(wǎng)絡(luò)及相應(yīng)的連接線，通過調(diào)節(jié)帶通濾波器的輸入阻抗，實(shí)現(xiàn)濾波器與放大電路的共軛匹配，從而將濾波器集成到功率放大器的輸出匹配電路中。

圖1 功率放大器級(jí)聯(lián)濾波器

2 濾波器設(shè)計(jì)

2.1 設(shè)計(jì)原理

濾波器與功率放大器的協(xié)同設(shè)計(jì)，最重要的是在確保濾波器性能的前提下，調(diào)整輸入阻抗，以實(shí)現(xiàn)和功率放大器的阻抗匹配。本文提出的濾波器結(jié)構(gòu)如圖2 所示，它由2 個(gè)對(duì)稱的三角形開環(huán)諧振器組成，圖中a為輸入端口的位置，b為輸入饋線的長度，和Zin為在輸入饋線不同位置處向右看時(shí)濾波器的輸入阻抗。

圖2 不同輸入阻抗的帶通濾波器結(jié)構(gòu)

式(1)顯示了無交叉耦合情況下濾波器的“N+2”型耦合矩陣形式[13]：

式中：M12和M21為諧振器間的耦合，MS1和M1S、M2L和ML2分別為輸入、輸出外部耦合，M11和M22為諧振器的自耦合。MS1可以表示為

式中：Qe,in為輸入外部品質(zhì)因數(shù)，WF為分?jǐn)?shù)帶寬。根據(jù)文獻(xiàn)[9]，在輸入饋線處向右看，濾波器的輸入阻抗為

如圖2 所示，諧振器諧振頻率與濾波器中心頻率一致，M11=M22=0，則式(3)又可表示為

式中：Zb為輸入饋線的特性阻抗，選取的依據(jù)是與放大器諧波匹配電路的特性阻抗相同，以消除電路的不連續(xù)性；θb為輸入饋線的電長度。通過合理的調(diào)節(jié)長度a、b，可以在一定范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)濾波器的任意輸入阻抗。

然而開環(huán)諧振器濾波器通常有較強(qiáng)的二次諧波寄生通帶，為了提高濾波器的阻帶抑制度，文獻(xiàn)[15]提出了一種為諧振器增加容性終端的方法，可以將二次諧波寄生通帶搬移到更高的頻率，從而拓展阻帶。圖2 所示的濾波器開環(huán)諧振單元等效于圖3 的階梯阻抗諧振器（step impedance resonator,SIR）。其中低阻抗的微帶線(θ2、Z2)終端開路，等效為電容C：

圖3 階梯阻抗諧振器

采用SIR 結(jié)構(gòu)大幅提升濾波器阻帶抑制特性。

2.2 仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果

為了驗(yàn)證濾波器的性能，調(diào)整輸入端饋線，設(shè)計(jì)了一款輸入輸出阻抗均為50 Ω 的濾波器，如圖4(a)所示，選用F4B 基板，介電常數(shù)2.65，厚度1 mm，加工的實(shí)物圖如圖4(b)所示。

圖4 50 Ω濾波器

實(shí)測(cè)與仿真S 參數(shù)如圖5 所示，吻合良好。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，濾波器中心頻率f0為2.4 GHz，插入損耗0.55 dB，3 dB 分?jǐn)?shù)帶寬13.3%。2 個(gè)零點(diǎn)分別為1.98 GHz 與2.88 GHz，有效地增強(qiáng)了濾波器的選頻特性。零點(diǎn)的引入并不是由于濾波器的交叉耦合，而是諧振器上下路的開路端到輸入端口之間的距離可以看作2 個(gè)頻率下的1/4 波長[8]。由于采用了SIR 結(jié)構(gòu)，在2.81～6.63 GHz 的頻率內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了高達(dá)21 dB 的帶外抑制。

圖5 濾波器S 參數(shù)實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果

為了便于濾波器與功率放大器的協(xié)同設(shè)計(jì)，濾波功放中的濾波器采用圖2 所示結(jié)構(gòu)，并調(diào)整參數(shù)a、b為a=4.7 mm，b=2.4 mm，將濾波器的輸入阻抗變?yōu)?39+j5.2) Ω，其仿真的S 參數(shù)同樣顯示在圖5 中。由 圖5可知，Zin=(39+j5.2) Ω與Zin=50 Ω 的S 參數(shù)高度一致，從而驗(yàn)證了濾波功放設(shè)計(jì)的可行性。

3 濾波器與逆F 類功放集成設(shè)計(jì)

3.1 設(shè)計(jì)原理

濾波器集成逆F 類功率放大器的設(shè)計(jì)原理如圖6 所示。晶體管采用Cree 公司的GaN HEMT CGH40010F。扇形微帶線FL1、FL2等效于基頻f0的接地去耦電容，F(xiàn)L3等效于2f0的接地去耦電容。微帶傳輸線TL13、TL14的電長度為f0的1/4，與FL1、FL2在B點(diǎn)組成基頻開路，以隔絕對(duì)直流的影響，同時(shí)與FL3組成二次諧波短路，再由TL10將阻抗轉(zhuǎn)化為無窮大。開路短截線TL12在C點(diǎn)將三次諧波阻抗轉(zhuǎn)化為零，且經(jīng)TL10與TL11后阻抗維持不變。最終在節(jié)點(diǎn)A實(shí)現(xiàn)逆F 類功放二次諧波開路，三次諧波短路的阻抗要求。

圖6 逆F 類濾波功率放大器設(shè)計(jì)原理

TL8、TL9的作用是補(bǔ)償晶體管封裝的寄生參數(shù)，CGH40010F 的寄生參數(shù)模型可參見文獻(xiàn)[16]。TL3～TL6是基波的輸入匹配電路；C1為輸入端隔直電容，而輸出端由于濾波器的存在，無需隔直電容；R、C2增強(qiáng)了通帶附近的穩(wěn)定性；C3～C8為直流電源濾波電容；傳輸線TL1、TL2、TL7為電容與晶體管的焊盤，不參與匹配。

輸出端的基波匹配過程如下：負(fù)載牽引出的最佳基波負(fù)載約為(13.0+j14.5) Ω，經(jīng)寄生參數(shù)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、諧波控制網(wǎng)絡(luò)后，轉(zhuǎn)化為了(39.2-j5.2)Ω，再由濾波器匹配到50 Ω。前文已經(jīng)分析，只需要適當(dāng)?shù)卣{(diào)整濾波器的輸入端口，便可以實(shí)現(xiàn)1 個(gè)輸入阻抗為(39+j5.2) Ω 的濾波器，具體設(shè)計(jì)參數(shù)如表1 所示。

表1 逆F 類濾波功率放大器參數(shù)列表

3.2 逆F 類濾波功放測(cè)試結(jié)果

采用與上述濾波器相同的介質(zhì)基板，加工的濾波功率放大器實(shí)物如圖7 所示，整塊板子面積約為120 mm×70 mm，在底部連接鋁板以散熱。晶體管偏置為VDS=28 V，VGS=-2.8 V。

圖7 濾波功率放大器實(shí)物

在輸入功率Pin=28 dBm 這一條件下，仿真的晶體管瞬態(tài)漏極電壓、漏極電流波形如圖8 所示。由圖8 可知，電壓和電流波形分別類似于半正弦波與方波，證明了功放的工作狀態(tài)為逆F類。圖9 為功率放大器測(cè)試系統(tǒng)，包括S 參數(shù)和效率、輸出功率的測(cè)試系統(tǒng)，所使用的器件已在圖中標(biāo)明。

圖8 漏極電壓、電流波形

圖9 實(shí)測(cè)系統(tǒng)

圖10 是功放的實(shí)測(cè)與仿真S 參數(shù)圖，實(shí)測(cè)的帶內(nèi)小信號(hào)增益約為15.9 dB。在通帶附近存在2 個(gè)零點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了濾波功放的高選擇性。功放的帶外抑制水平約為20 dB，但是由于逆F 類功放對(duì)諧波有額外的抑制能力，故在二次諧波附近的抑制水平超過了60 dB。

圖10 濾波功放S 參數(shù)實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果

圖11 顯示了在輸入功率28 dBm 條件下的實(shí)測(cè)輸出功率（Pout）、功率附加效率（ηPAE）和漏極效率（ηDE）隨頻率的變化情況。結(jié)果表明在2.38 GHz下，ηPAE達(dá)到最大值68.7%，對(duì)應(yīng)的輸出功率為39.8 dBm；在頻率2.33～2.48 GHz，ηPAE大于50%。

圖11 Pout、ηPAE和ηDE 隨頻率變化曲線

圖12 顯示了在頻率2.38 GHz 下，實(shí)測(cè)與仿真的輸出功率（Pout）、功率附加效率（ηPAE）和增益（G）值隨輸入功率變化的曲線。當(dāng)輸入功率為28 dBm時(shí)，功放輸出功率飽和，ηPAE達(dá)到68.7%。

圖12 Pout、G、ηPAE 隨輸入功率變化曲線

表2 列出了本文濾波功放性能參數(shù)與相關(guān)文獻(xiàn)對(duì)比。文獻(xiàn)[9]與文獻(xiàn)[10]的濾波器由于是腔體與介質(zhì)，故其分?jǐn)?shù)帶寬小，而本文所設(shè)計(jì)的微帶線濾波器分?jǐn)?shù)帶寬已經(jīng)接近文獻(xiàn)[11]的陶瓷濾波器。由表2 可知，本文所設(shè)計(jì)的逆F 類濾波功率放大器在效率上具有一定優(yōu)勢(shì)，同時(shí)兼顧了帶外抑制和通帶選擇性，具有較好的工程應(yīng)用價(jià)值。

表2 性能對(duì)比

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一款具有功率放大和濾波功能的新型濾波功放，實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果相吻合，性能亦具有優(yōu)勢(shì)。本文的主要結(jié)論如下：

1）將濾波器納入功放匹配電路的一部分，省去了傳統(tǒng)放大器與濾波器之間的50 Ω 匹配電路與連接線，整體電路結(jié)構(gòu)緊湊。

2）設(shè)計(jì)了一款新穎的微帶線耦合諧振帶通濾波器，該濾波器帶內(nèi)插損低、選頻性能強(qiáng)，且有一定帶外抑制能力。理論分析并仿真了改變?cè)摓V波器輸入阻抗的方法，便于和放大器阻抗匹配。

3）功放的輸出匹配額外設(shè)計(jì)了二、三次諧波匹配電路與寄生參數(shù)補(bǔ)償電路，實(shí)現(xiàn)了高效率的逆F 類工作狀態(tài)。