許 杰，馬小三

（安徽工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，安徽馬鞍山 243000）

近年來，隨著新能源汽車的快速發(fā)展，人們對電源裝置的要求越來越高。移相全橋零電壓開關(guān)（phase shift full bridge-zero voltage switching，PSFB-ZVS）變換電路因其拓撲結(jié)構(gòu)不但可以有效降低開關(guān)損耗，還可以完成功率的高效轉(zhuǎn)換，從而成為中大功率應(yīng)用場合的理想拓撲結(jié)構(gòu)之一。PSFB-ZVS 變換電路的不足之處主要有占空比丟失、滯后橋臂軟開關(guān)不易實現(xiàn)、整流側(cè)存在尖峰電壓等［1-3］。

為了彌補占空比的丟失，本文對移相全橋的原理及工作模態(tài)進行深入分析，提出使用飽和電感的方法來解決此拓撲結(jié)構(gòu)存在的占空比丟失問題，最后利用MATLAB/simulink 軟件對PSFBZVS 拓撲進行仿真，驗證了理論分析的正確性和有效性［4-9］。

1 移相全橋的原理及模態(tài)分析

移相式全橋零電壓開關(guān)（pulse width modulation，PWM）電路控制方式是基于相同的驅(qū)動信號，通過改變前后橋臂間的移相角，設(shè)置一定的死區(qū)時間［10-11］，利用諧振電感和諧振電容來實現(xiàn)零電壓開關(guān)，從而有效避免硬開關(guān)電路帶來的各種問題，同時還實現(xiàn)了減小損耗，提高可靠性的目的，傳輸效率得到大大提升［12-14］。

圖1 為改進型PSFB-ZVS 的主電路圖，其波形如圖2 所示。圖1 中Q1與Q2構(gòu)成超前橋臂，Q3與Q4構(gòu)成滯后橋臂；D1、D2、D3、D4均為續(xù)流二極管，D5、D6為整流二極管；Uin代表輸入電壓；R為負載；C1、C2、C3、C4均為并聯(lián)電容，且C1=C2=Clead（Clead為超前臂諧振電容），C3=C4=Clag（Clag為滯后臂諧振電容）；L1是諧振電感；L2與C 構(gòu)成濾波電路；Lp表示原邊繞組；Ls是副邊折算到原邊的電感量，根據(jù)匝比關(guān)系可得Ls=n2L2＞＞L1（n為變壓器的匝比）。為避免器件對電路產(chǎn)生影響，假定所有器件均處在理想狀態(tài)。

圖2中Uab為圖1中a、b兩端的電壓，Uo為R兩端電壓，ip為原邊電流。在此分析前半周期Ts/2（Ts為一個完整周期）的6個工作模態(tài)，假設(shè)t0為初始時刻。

在模態(tài)一的［t0，t1］時間段，原邊處在正半周期的功率輸出階段，此時Q1、Q4導(dǎo)通，Q2、Q3關(guān)斷，原邊電流ip經(jīng)過Q1→L1→Lp→Q4回路，Uab=Uin。在電源能量傳遞到負載的過程中，電感L2和電容C儲能，依據(jù)變壓器同名端原則，副邊二極管D6關(guān)斷、D5開通，此時Ua=Uab=UC2=UC3=Uin，Ub=0，原邊電流ip表達式為：

式中：I0為原邊電流ip在t0時刻的電流，A。

在模態(tài)二的［t1，t2］時間段，超前橋臂發(fā)生諧振，電流ip換向至電容C1和C2。當(dāng)C1開始充電而C2開始放電時，a 點電壓降為0，C1兩端電壓升至Uin，此時，原邊電流ip、電容C1兩端的電壓UC1、電容C2兩端的電壓UC2的表達式分別為：

式中I1為原邊電流ip在t2時刻的電流，A。

由于Ls遠大于L1，原邊電流ip幾乎不變，可以看作一個恒流源。因此模態(tài)二持續(xù)時間t12為：

在模態(tài)三的［t2，t3］時間段，二極管D2完全開通，開關(guān)管Q2兩端的電壓被鉗位在0，此時如果給Q2一個導(dǎo)通信號，那么Q2可實現(xiàn)ZVS 的開通功能。假定td為死區(qū)時間，為確保Q2實現(xiàn)零電壓開通，需滿足td＞t2-t1。此時UC1=UC3=Uin，Ua=Ub=Uab=0，原邊電流ip經(jīng)過L1→Lp→Q4→D2。

在此模態(tài)，原邊電流ip等于副邊濾波電感L2的電流折算到原邊的電流值。直到t3時刻，原邊電流下降到I2，原邊電流表達式為：

式中iL2（t）表示t時刻副邊濾波電感L2的電流，A。

在模態(tài)四的［t3，t4］時間段，原邊電流ip給電容C4供電，同時抽走C3兩端電荷，從而C4兩端電壓升至Uin、C3兩端電壓降至0。期間副邊電感L2中的電流方向不能立即改變，所以副邊二極管D5、D6均導(dǎo)通，而電容C3、C4和電感L1參與諧振，滯后橋臂處于諧振狀態(tài)。此時原邊電流ip、電容電壓UC3、UC4以及模態(tài)四的持續(xù)時間t34的表達式分別為：

式（7）~式（10）中，滯后臂的諧振角頻率ω=，諧振阻抗

在模態(tài)五的［t4，t5］時間段，通過二極管D3續(xù)流，Q3兩端的電壓被鉗位在0，此時如果給Q3一個開通信號，那么Q3就可完成ZVS開通，但ip的電流方向并沒有發(fā)生改變，仍經(jīng)過D3進行續(xù)流。此時，原邊電流ip經(jīng)L1→Lp→D3→D2回路流過，原邊電感向電網(wǎng)反饋能量。該模態(tài)的原邊電流ip與持續(xù)時間t45的表達式分別為：

式中ip（t4）表示t4時刻的原邊電流，A。

在模態(tài)六的［t5，t6］期間，Q1、Q4關(guān)閉，Q2、Q3導(dǎo)通。從t5時刻開始，原邊電流ip過零反向增大，并從Q3→Lp→L1→Q2回路流過。該模態(tài)的原邊電流ip與持續(xù)時間t56的表達式分別為：

式中iL2（t6）表示t6時刻副邊濾波電感L2的電流，A。

2 PSFB主要問題和拓撲改進

經(jīng)過上述分析，PSFB-ZVS 變換電路中的原邊換流時間過長會導(dǎo)致副邊占空比丟失。在原邊換向過程中，副邊二極管均開通，整流電路相當(dāng)于被短路，根據(jù)楞次定理，流過電感的電流會滯后于施加在電感上的電流，但可以利用飽和電感來縮短換流所需時間。當(dāng)電感已經(jīng)飽和時，其滯后作用喪失，沒有辦法再存儲更多的能量，繼而增加在上面的所有能量都會被傳遞出去，此時經(jīng)過電感的電流就立即轉(zhuǎn)化為飽和電流，明顯降低了換流所需的時間t36。假設(shè)丟失的占空比為Dloss，則Dloss、t36表達式分別如下：

圖3 為使用飽和電感和一般電感的電路比較圖。將兩曲線比較可知，在ip剛開始換向時，ip已經(jīng)很大，即電感飽和近似于短路，從而電流立即減小，ip開始換流并呈線性下降，直至電感不飽和；換流后ip再次一直增加，直至電感恢復(fù)飽和，電流立即增大，然后開始新的換向。由以上分析可知，直接使用飽和電感代替一般電感可以減少換流時間，從某種意義上來說也減少了占空比的丟失。

3 仿真設(shè)計與結(jié)果

利用MATLAB/simulink 軟件對PSFB 變換器進行仿真驗證，仿真電路如圖4 所示。仿真參數(shù)設(shè)置如下：Uin=400 V，fs=100 kHz，Po=1 kW，L1=25 μH，L2=18 μH，C=50 μF，Uo=50 V。

圖5、圖6 分別為開關(guān)管Q1、Q4的UDS及UGS的仿真波形。由圖5、圖6 可知，當(dāng)UGS從0 開始上升時，UDS均已經(jīng)降為0，電流分別由二極管D1、D4進行續(xù)流，因此Q1、Q4都實現(xiàn)了ZVS開通。

PSFB 變換器原邊電壓和電流的波形如圖7所示。觀察圖7可知，占空比的丟失與漏感有關(guān)，漏感越小，占空比出現(xiàn)丟失的情況越少；但漏感過小會導(dǎo)致開關(guān)管無法完成零電壓開關(guān)的功能。

PSFB 變換器改進前后的原邊電流波形如圖8 所示。分析圖8 可知，改進后t6時刻點比原來提前了，因此換流時間t36縮短了，由公式（15）可知占空比丟失減少了。

對負載R兩端的輸出電壓Uo進行仿真，得到圖9 所示的波形圖。由圖9 可以看出，輸出電壓Uo經(jīng)0.7 ms左右達到穩(wěn)定值50 V。

圖10 為輸出電壓Uo的紋波電壓。由圖10 可以看出電壓紋波滿足設(shè)計要求。

通過以上仿真結(jié)果，可知PSFB-ZVS 變換電路可以實現(xiàn)恒壓輸出，且設(shè)計的參數(shù)比較合理，仿真結(jié)果進一步說明了改進的正確性。

4 結(jié)論

由仿真圖形可知，占空比的丟失與漏感存在必然聯(lián)系，表現(xiàn)為漏感越小占空比丟失越少。因此漏感小些比較好，但漏感太小又會影響軟開關(guān)效果，甚至起不到軟開關(guān)的作用。所以通過對電感進行計算選擇，實現(xiàn)了電壓的穩(wěn)定輸出，MATLAB/simulink 仿真結(jié)果也驗證了理論分析的正確性。