衛(wèi) 煒 高 瞻 趙牧天 趙 魯 李耀華 葛瓊璇

基于切換調(diào)制波的三電平有源中點鉗位逆變器優(yōu)化容錯技術研究

衛(wèi) 煒1,2高 瞻1,2趙牧天1,2趙 魯1李耀華1,2葛瓊璇1

（1. 中國科學院電力電子與電氣驅(qū)動重點實驗室（中國科學院電工研究所） 北京 100190 2. 中國科學院大學 北京 100049）

傳統(tǒng)基于空間矢量脈寬調(diào)制的容錯技術可在不增加硬件設備的情況下實現(xiàn)三電平有源中點鉗位（ANPC）逆變器的容錯運行，但存在兩電平跳變、中點電壓不平衡和輸出電流畸變的缺陷。為解決以上缺陷，該文首先分析了三電平ANPC逆變器在開路故障時的有效開關狀態(tài)，然后推導了控制三相只輸出負、零電平和正、零電平的調(diào)制波；然后在此基礎上，依據(jù)故障相電流方向切換使用調(diào)制波并利用有效開關狀態(tài)輸出三相電平，提出基于切換調(diào)制波的優(yōu)化容錯技術（OFTBSM）及其中點電壓平衡控制策略；最后，分析OFTBSM的容錯性能、中點電壓波動和諧波性能。仿真和實驗結果證明，OFTBSM可使三電平ANPC逆變器在單相最多四個器件同時開路時保持平穩(wěn)運行，并可防止兩電平跳變、降低電流諧波、控制中點電壓平衡。此外，OFTBSM還具備魯棒性強、計算簡單、實現(xiàn)方便的優(yōu)點。

三電平有源中點鉗位逆變器 容錯 切換調(diào)制波 開路故障 中點電壓平衡

0 引言

三電平有源中點鉗位（Active-Neutral-Point- Clamped, ANPC）逆變器主電路拓撲如圖1所示。相比傳統(tǒng)兩電平逆變器，三電平ANPC逆變器具備器件電壓應力低、輸出電壓和電流質(zhì)量高等優(yōu)點[1-2]；相比傳統(tǒng)三電平NPC逆變器，三電平ANPC逆變器可使各開關器件的損耗分布更加均衡，從而具備更高的輸出容量[3-5]。基于以上優(yōu)勢，三電平ANPC逆變器在牽引傳動、光伏發(fā)電、挖掘盾構等領域得到了廣泛應用[6-7]。

圖1 三電平ANPC逆變器主電路拓撲

受當前電力電子技術水平限制，逆變器的可靠性遠低于機電裝置其他部分，其中開關器件故障是逆變器故障的主要類型，占比約為38%[8]。為提高三電平ANPC逆變器的可靠性和安全性，研究其在器件故障下的容錯技術具有重要意義[9-18]。

文獻[9-11]通過構建容錯拓撲來實現(xiàn)三電平ANPC逆變器的容錯運行。其中，文獻[9-10]通過在每相增設晶閘管和熔斷器，提出了可在單相最多三個器件同時故障時避免調(diào)制比下降并輸出三相對稱電流的容錯拓撲，但該拓撲會導致相電壓兩電平跳變。文獻[11]通過在每相增設雙刀雙擲開關和晶閘管，提出了可提高器件利用率并容錯多種器件故障情況的器件共享型容錯拓撲，但該拓撲同樣存在兩電平跳變。此外，文獻[9-11]的容錯拓撲均需增加額外的硬件設備，故存在體積大、成本高的缺陷。

文獻[12-15]基于空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector PWM, SVPWM）來實現(xiàn)三電平ANPC逆變器的容錯運行。其中，文獻[12-13]提出了利用冗余空間矢量的容錯策略，但該策略在容錯運行時存在兩電平跳變、中點電壓不平衡和輸出電流畸變的缺陷。為降低中點電壓波動；文獻[14]提出一種基于改進SVPWM的容錯策略，但該策略會導致輸出電流畸變。為優(yōu)化電能質(zhì)量，文獻[15]通過修改空間矢量序列，提出了適用于多個器件開路故障的容錯策略，但該策略會造成兩電平跳變。此外，文獻[12-15]的容錯策略均需計算空間矢量的作用時間，且均需設計至少三組容錯空間矢量序列，故存在計算復雜、難以拓展的缺陷。

文獻[16-18]基于載波脈寬調(diào)制（Carrier Based PWM, CBPWM）來實現(xiàn)三電平ANPC逆變器的容錯運行。其中，文獻[16]提出了將故障相鉗位于零電平的容錯策略，該策略可以防止兩電平跳變，但會導致三相電流不對稱。為輸出三相對稱電流，文獻[17]通過將三電平ANPC逆變器劃分為四個兩電平子逆變器，提出了可容錯多個器件開路故障的容錯策略，但未考慮中點電壓平衡控制。為平衡中點電壓，文獻[18]通過注入改進的零序電壓，提出了基于混合CBPWM的開路故障容錯策略。該策略可容錯不同開路故障情況，但在故障相工作于兩電平模式時，會出現(xiàn)兩電平跳變。

綜合上述容錯技術研究現(xiàn)狀，基于CBPWM的容錯技術可在不增加系統(tǒng)成本和體積的情況下簡單方便地實現(xiàn)容錯控制，但可在多個器件同時故障時防止兩電平跳變、降低電流畸變并控制中點電壓平衡的容錯技術仍需進一步研究。

此外，器件故障可分為短路和開路兩種情況。其中，由于器件短路故障發(fā)生的時間一般極短，難以檢測，通常在橋臂中串聯(lián)快速熔斷器來隔離故障，從而轉(zhuǎn)換為開路故障[18]。因此，本文主要研究器件開路時的容錯技術。

本文首先分析了三電平ANPC逆變器的開路故障特性，然后推導了控制三相只輸出負、零電平和正、零電平的調(diào)制波。在此基礎上，依據(jù)故障相電流方向切換使用調(diào)制波并利用有效開關狀態(tài)輸出三相電平，提出了基于切換調(diào)制波的優(yōu)化容錯技術（Optimal Fault-Tolerant Technique Based on Switching Modulation Wave, OFTBSM）及其中點電壓平衡控制策略。最后，分析了OFTBSM的容錯性能、中點電壓波動和諧波性能，并通過仿真和實驗驗證了OFTBSM的有效性。

1 三電平ANPC逆變器開路故障特性分析

1.1 ANPC逆變器的開關狀態(tài)

為分析三電平ANPC逆變器的開路故障特性，首先分析三電平ANPC逆變器的電平開關狀態(tài)。定義三電平ANPC逆變器的正、零、負電平分別為P、O、N，則可將三電平ANPC逆變器各空間矢量總結于圖2。其中，諸如0°、60°等角度為對應度數(shù)相位，ONP、PNO等變量代表特定空間矢量。如ONP，代表A相、B相、C相分別輸出O、N、P電平的空間矢量。將圖2依據(jù)相位位置劃分成六個扇區(qū)，每個扇區(qū)又可進一步分為六個區(qū)域。

圖2 三電平ANPC逆變器的空間矢量圖

圖2中各空間矢量可分類為零矢量、P型小矢量、N型小矢量、中矢量和大矢量。其中，零矢量和小矢量存在冗余空間矢量。定義三電平逆變器直流側(cè)電壓為2，各空間矢量的類型可見表1。

表1 ANPC逆變器各空間矢量分類

Tab.1 Classification of space vectors for ANPC inverter

由于三電平ANPC逆變器在每相鉗位二極管處反并聯(lián)了有源開關器件，故其具備冗余零電平開關狀態(tài)。以圖1中A相橋臂為例，將三電平ANPC逆變器的各電平開關狀態(tài)列于表2。

表2 三電平ANPC逆變器各電平開關狀態(tài)

Tab.2 Level switching state of three-level ANPC inverter

1.2 ANPC逆變器的開路故障特性

有源器件開路一般由門極驅(qū)動故障或半導體鍵合線移位導致，故在器件開路時，與之反并聯(lián)的二極管可正常使用[19]。假定A相Sa1、Sa2或Sa5開路，三電平ANPC逆變器的電流路徑如圖3所示。其中，電流正/負方向分別代表電流流出/流入逆變器。

由圖3分析器件開路故障對三電平ANPC逆變器的影響，可得出以下結論：

1）針對Sa1開路故障，當開關狀態(tài)為P1時，若電流方向為正，其電流流通路徑由Sa1→Sa2畸變?yōu)閂Da5→Sa2，導致三電平ANPC逆變器輸出電平由P畸變?yōu)镺；若電流方向為負，其電流流通路徑在故障前后保持一致，均為VDa2→VDa1，三電平ANPC逆變器可正常輸出P電平。

2）針對Sa2開路故障，當開關狀態(tài)為OU1時，若電流方向為正，其電流流通路徑由VDa5→Sa2畸變?yōu)閂Da4→VDa3，導致三電平ANPC逆變器輸出電平由O畸變?yōu)镹；若電流方向為負，其電流流通路徑在故障前后保持一致，均為VDa2→Sa5，三電平ANPC逆變器可正常輸出O電平。

3）針對Sa5開路故障，當開關狀態(tài)為OU1時，若電流方向為正，其電流流通路徑在故障前后保持一致，均為VDa5→Sa2，三電平ANPC逆變器可正常輸出O電平；若電流方向為負，其電流流通路徑由VDa2→Sa5畸變?yōu)閂Da2→VDa1，導致三電平ANPC逆變器輸出電平由O畸變?yōu)镻。

基于同樣的思路，將由器件開路故障導致的三電平ANPC逆變器異常電平開關狀態(tài)總結于表3。從中可知，在Sa1或Sa2開路且電流方向為正時，P1和P2均異常，ANPC逆變器無法輸出P電平；在Sa3或Sa4開路且電流方向為負時，N1和N2均異常，ANPC逆變器無法輸出N電平；而在Sa2和Sa6開路且電流方向為正，或Sa3和Sa5開路且電流方向為負時，OU1、OU2、O1和OL1、OL2、O2均異常，ANPC逆變器無法輸出O電平。

表3 開路故障對ANPC逆變器開關狀態(tài)的影響

Tab.3 The influence of open-switch faults on the switching state of ANPC inverter

除導致電平開關狀態(tài)異常外，器件開路還會導致輸出電流畸變，而畸變的電流又會進一步對中點電壓平衡產(chǎn)生不良影響。以Sa1或Sa5開路為例，其對三電平ANPC逆變器輸出電壓和電流的影響如圖4所示。分析可知，在器件發(fā)生開路故障時，故障相的輸出電流平均值并不為零，可將其作為判斷三電平ANPC逆變器是否進入容錯運行的條件。

1.3 ANPC逆變器開路時的有效開關狀態(tài)

由于開路故障會導致ANPC逆變器的部分電平開關狀態(tài)異常，故為正確輸出三相電平，ANPC逆變器在容錯運行時需使用有效的電平開關狀態(tài)[20]。

基于表3，三電平ANPC逆變器在開路故障時的有效電平開關狀態(tài)選擇方法（以A相為例）為：

1）當Sa3和Sa5或Sa2和Sa6同時發(fā)生開路故障時，各O電平開關狀態(tài)均異常，ANPC逆變器立刻停機。

2）當只有Sa1和Sa4發(fā)生開路故障時，各O電平開關狀態(tài)均可正常使用，故按損耗均衡控制策略選擇各O電平開關狀態(tài)。

3）當Sa2和Sa5單獨或同時發(fā)生開路故障時，O電平開關狀態(tài)選擇OL2。

4）當Sa3和Sa6單獨或同時發(fā)生開路故障時，O電平開關狀態(tài)選擇OU2。

5）當Sa2和Sa3同時發(fā)生開路故障時，O電平開關狀態(tài)選擇O2。

6）當Sa5和Sa6同時發(fā)生開路故障時，O電平開關狀態(tài)選擇O1。

2 OFTBSM及其中點電壓平衡控制策略

為在容錯運行時防止兩電平跳變、降低電壓畸變并控制中點電壓平衡，在本節(jié)研究適用于ANPC逆變器的OFTBSM及其中點電壓平衡控制策略。

2.1 OFTBSM的調(diào)制波

文獻[16]通過將故障相鉗位于零電平，在容錯運行時防止了兩電平跳變，但會導致輸出電流諧波增大。為在容錯運行時降低電壓畸變，OFTBSM作用下的故障相應可輸出三種電平狀態(tài)。

依據(jù)三電平ANPC逆變器開路故障特性分析結果，在Sa1或Sa2開路且電流方向為正、Sa3或Sa4開路且電流方向為負時，開關狀態(tài)P1和P2、N1和N2異常，三電平ANPC逆變器無法輸出P、N電平。作為對比，在Sa1或Sa2開路且電流方向為負、Sa3或Sa4開路且電流方向為正時，三電平ANPC逆變器可通過各開關器件的反并聯(lián)二極管正常輸出P、N電平。因此，為使得故障相可輸出三種電平狀態(tài)，OFTBSM需保證故障相在電流的正半周只輸出O、N電平，并在電流的負半周只輸出O、P電平[20]。

基于以上分析，為推導OFTBSM的調(diào)制波，首先推導控制三相只輸出O、N電平的調(diào)制波。

定義控制三相只輸出O、N電平的調(diào)制波為a_ON、b_ON和c_ON，其由三相正弦波a、b和c疊加零序電壓ON得到，即

式中，為正弦波幅值。

假定參考電壓位于圖2區(qū)域6.2，三相只輸出O、N電平的矢量序列為OOO?ONO?NNO?NNN。定義OOO、ONO、NNO、NNN在單個采樣周期s的作用時間分別為00、s2、s1和(1?0)0，有

當使用不對稱規(guī)則采樣作為采樣方式時，調(diào)制波在一個載波周期內(nèi)采樣兩次。利用Ua_ON、Ub_ON和Uc_ON與初始上升方向的載波比較得到矢量序列OOO?ONO?NNO?NNN的示意圖如圖5所示。

由圖5分析空間矢量作用時間與調(diào)制波關系得到

將式（1）和式（3）代入式（2），并取0值為0.5，可得到ON在區(qū)域6.2中的計算式為

基于同樣思路推導ON在其余區(qū)域的表達式為

進一步化簡式（5），可得到ON的統(tǒng)一表達式為

式中，min和max分別代表三相正弦波的最小值和最大值。將式（6）中ON疊加到正弦波，便可得到控制三相只輸出O、N電平的調(diào)制波。

然后推導控制三相只輸出O、P電平的調(diào)制波a_OP、b_OP、c_OP和零序電壓為OP，結果為

假定參考電壓位于圖2區(qū)域6.2，三相只輸出O、P電平的矢量序列為OOO?OOP?POP?PPP。利用a_OP、b_OP和c_OP與初始下降方向的載波比較得到OOO?OOP?POP?PPP的示意圖如圖6所示，從中可推導得到在區(qū)域6.2中OP的計算式為

同理，可分析得到OP在各區(qū)域的表達式為

圖6 調(diào)制波與載波比較得到輸出O、P電平的矢量序列

由式（9）可進一步化簡得到OP的統(tǒng)一表達式為

將式（10）疊加到三相正弦波，便可得到控制三相只輸出O、P電平的調(diào)制波。

基于式（1）、式（6）、式（7）和式（10），依據(jù)電流方向切換使用調(diào)制波a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP，便可得到OFTBSM的調(diào)制波。

2.2 OFTBSM的實現(xiàn)方法

為保證故障相在電流的正半周只輸出O、N電平，并在電流的負半周只輸出O、P電平，OFTBSM分別在故障相電流的正半周和負半周使用a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP作為調(diào)制波。故為實現(xiàn)OFTBSM，需首先判斷故障相的電流方向，具體方法如下。

由參考電壓采樣角確定故障相輸出電壓的過零角+和?，并由輸出負載確定功率因數(shù)角，結合+、?和，即可求得故障相輸出電流的過零角+?和??。其中，對于A相、B相和C相開路故障，+分別為距離0°、120°和240°相角最近的采樣角，?則分別為距離180°、300°和60°相角最近的采樣角。在三電平ANPC逆變器容錯運行時，相角區(qū)域[+?,??]和[??,+?]分別對應故障相電流的正半周和負半周。

在判斷故障相電流方向基礎上，進一步確定OFTBSM的調(diào)制波切換方法：

1）為保證故障相在電流的正半周只產(chǎn)生O、N電平，需在相位區(qū)域[+?,??]內(nèi)使用調(diào)制波a_ON、b_ON、c_ON。

2）為保證故障相在電流的負半周只產(chǎn)生O、P電平，需在相位區(qū)域[??,+?]內(nèi)使用調(diào)制波a_OP、b_OP、c_OP。

3）為使得故障相可產(chǎn)生P、O、N三種電平，在相位區(qū)域[+?,??]和[??,+?]內(nèi)，切換使用a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP作為三相調(diào)制波。

此外，大功率三電平變流器要嚴格防止兩電平跳變，即防止相電壓在P、N電平之間直接跳變，否則一相橋臂的器件同時動作易造成各器件動態(tài)壓降不等而損壞，而且會產(chǎn)生更高的d/d[21-23]。在故障相電流的正半周和負半周，OFTBSM分別控制三相電平在O、N和O、P之間相互切換，此時不會出現(xiàn)兩電平跳變。而在故障相電流的正負半周交界處，三相電平由O、N切換至O、P，可能出現(xiàn)兩電平跳變。為防止兩電平跳變，OFTBSM需保證在故障相電流正負半周交界處的三相電平狀態(tài)均為O。

對比圖5和圖6，a_ON、b_ON、c_ON與初始上升方向的載波比較可得到矢量序列OOO→NNN，a_OP、b_OP、c_OP與初始下降方向的載波比較可得到矢量序列OOO→PPP。因此，只需在相位區(qū)域[+?,??]和[??,+?]的首個采樣點處分別使用初始上升方向和初始下降方向的載波作為調(diào)制載波，OFTBSM便可防止兩電平跳變。

當發(fā)生開路故障時，依據(jù)以上原理切換調(diào)制波，并利用調(diào)制波與調(diào)制載波比較，可使得逆變器各相在不出現(xiàn)兩電平跳變的同時產(chǎn)生P、O、N三種電平。在此基礎上，利用1.3節(jié)中開路故障下的有效電平開關狀態(tài)，可保證三電平ANPC逆變器正確輸出三相電平狀態(tài)，從而實現(xiàn)平穩(wěn)容錯運行。

綜合以上分析，可得到OFTBSM的具體實現(xiàn)流程如圖7所示。

圖7 OFTBSM的實現(xiàn)流程

2.3 OFTBSM的中點電壓平衡控制策略

只有中矢量和小矢量會對中點電壓產(chǎn)生影響，且同一相角處的兩冗余小矢量對中點電壓的影響相反[23]。在正常情況下，脈寬調(diào)制可通過調(diào)整兩冗余小矢量作用時間的方式控制中點電壓平衡。而在容錯運行時，由圖5和圖6可知，OFTBSM在各采樣周期的首發(fā)矢量和結尾矢量為兩冗余零矢量，其并不存在冗余小矢量，無法利用冗余小矢量控制中點電壓平衡。

雖然不存在冗余小矢量，OFTBSM在每個采樣周期內(nèi)使用了兩個作用時間不同且相位位置不同的小矢量。定義兩小矢量中作用時間較長的為主小矢量，則中點電壓波動主要由主小矢量產(chǎn)生。故對于OFTBSM，可基于移動調(diào)制波改變主小矢量作用時間的方式控制中點電壓平衡[20]。為此，首先分析主小矢量作用時間與中點電壓的關系。

定義b為基波角頻率，ms為主小矢量產(chǎn)生的中點電流，Δ為中點電壓波動值。其中，Δ＞0代表直流側(cè)上端電壓dc1增加；Δ＜0代表直流側(cè)下端電壓dc2增加。由主小矢量產(chǎn)生的Δ可表示為

當dc1＞dc2時，主小矢量應使Δ＜0。由式（11）可知，在ms＜0時，應增加主小矢量的作用時間；ms＞0時，應減小主矢量的作用時間。而當dc1＜dc2時，主小矢量應使Δ＞0，則在ms＜0時，應減少主小矢量的作用時間；在ms＞0時，應增加主小矢量的作用時間。

定義dc1與dc2的差值為Δdc，主小矢量對應的調(diào)制波為ms，↑、↓分別代表應增加、減少主小矢量的作用時間。基于以上分析，可將主小矢量作用時間與中點電壓的關系總結于表4。

表4 主小矢量作用時間與中點電壓的關系

Tab.4 The relationship between the dwell time of the main small vector and the neutral-point voltage

進一步分析主小矢量作用時間與調(diào)制波的關系。以圖2中扇區(qū)2和5為例，上移/下移調(diào)制波對主小矢量作用時間的影響如圖8所示。

圖8 上移/下移調(diào)制波對主小矢量作用時間的影響

由圖8可知：對于0°～60°、120°～180°和240°～300°相角區(qū)域，將調(diào)制波上移/下移分別對應減少/增加主小矢量的作用時間；而對于60°～120°、180°～240°和300°～360°相角區(qū)域，將調(diào)制波上移/下移分別對應增加/減少主小矢量的作用時間。以上結論結合表4，可得出OFTBSM的中點電壓平衡控制策略。

定義a、b、c分別為A相、B相、C相電流，a0、b0、c0分別代表OFTBSM的A相、B相、C相調(diào)制波。對于0°～60°和180°～240°相角區(qū)域，令ms=b，ms=b0；對于120°～180°和300°～ 360°相角區(qū)域，令ms=c，ms=c0；對于60°～120°和240°～300°相角區(qū)域，令ms=a，ms=a0。判斷Δdc、ms、ms的乘積方向，并將其送入PI控制器得到Δ。依據(jù)Δ的值上移/下移ms，從而等效調(diào)整主小矢量的作用時間，控制中點電壓平衡。

OFTBSM的中點電壓平衡控制策略框圖如圖9所示。

圖9 OFTBSM的中點電壓平衡控制框圖

3 OFTBSM性能分析

針對所提出的OFTBSM，分別分析其容錯性能、中點電壓波動和諧波含量。

3.1 OFTBSM的容錯性能

從容錯故障比例、容錯故障器件數(shù)量和容錯實現(xiàn)難度三個方面，綜合分析OFTBSM的容錯性能。

在容錯故障比例方面，OFTBSM在容錯運行時利用了三電平ANPC逆變器的O電平開關狀態(tài)。單相器件開路共存在63種組合情況，而O電平開關狀態(tài)只在Sa2和Sa6或Sa3和Sa5同時開路時畸變，其只存在28種情況。在56%的開路情況下，三電平ANPC逆變器均可正常輸出O電平。因此，OFTBSM可以容錯三電平ANPC逆變器56%的開路故障。

在容錯故障器件數(shù)量方面，OFTBSM可在單相最多四個器件同時開路時實現(xiàn)容錯運行。在Sa2和Sa6或Sa3和Sa5不同時開路的前提下，三電平ANPC逆變器共存在四種單相四個器件同時開路情況：Sa1、Sa2、Sa3、Sa4開路，Sa1、Sa4、Sa5、Sa6開路，Sa1、Sa3、Sa4、Sa6開路和Sa1、Sa2、Sa4、Sa5開路。四種情況下的P、O、N電平對應的電流流通路徑如圖10所示。

由圖10分析OFTBSM在單相四個器件同時開路時的容錯開關狀態(tài)，結果總結于表5。

在容錯實現(xiàn)的難度方面，當不同相器件發(fā)生開路故障時，由于不同相的容錯空間矢量序列并不通用。文獻[12-15]中基于SVPWM的容錯技術需重新設計容錯空間矢量序列，且需重新計算各空間矢量的作用時間，其實現(xiàn)非常復雜。作為對比，OFTBSM依據(jù)故障相電流方向切換調(diào)制波，其可方便地實現(xiàn)不同故障情況下的容錯控制。此外，OFTBSM基于調(diào)制波與載波比較得到三相輸出電平狀態(tài)，其還具備計算簡單、拓展方便的優(yōu)勢。

圖10 P、O、N在單相四個器件開路時的電流流通路徑

表5 OFTBSM在單相四個器件開路時的容錯開關狀態(tài)

Tab.5 Fault-tolerant switching state of OFTBSM when single-phase four switching devices have open-switch faults

3.2 OFTBSM的中點電壓波動

從波動頻率和波動幅值兩方面，分析OFTBSM的中點電壓波動。

首先分析中點電壓波動頻率。以圖2中區(qū)域1.2為例，三相只輸出O、P電平的矢量序列對應OOO?POO?POP?PPP，三相只輸出O、N電平的矢量序列對應OOO?ONO?ONN?NNN。各空間矢量的作用時間為

由式（13）可知，ΔOP+ΔON=0。由于OFTBSM以二分之一電流周期為時間單位切換使用a_ON、b_ON、c_ON和a_OP、b_OP、c_OP，故OFTBSM的中點電壓波動頻率等于基波頻率。

進一步分析OFTBSM的中點電壓波動幅值。假定載波比為15，基波頻率為50Hz，OFTBSM在一個基波周期內(nèi)的中點電壓波動幅值變化情況如圖11所示。從圖11可知，OFTBSM的中點電壓波動幅值分別與調(diào)制比和功率因數(shù)成正比。此外，在電流負半周和正半周，OFTBSM的中點電壓波動幅值相反。

圖11 OFTBSM的中點電壓波動幅值變化情況

3.3 OFTBSM的諧波性能

以三相輸出電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）和線電壓加權總諧波畸變率（Weighted THD, WTHD）作為衡量標準，對比OFTBSM和文獻[16]將故障相鉗位于O電平的容錯技術的諧波性能。當載波比為15、功率因數(shù)為0.8時，兩種容錯技術的諧波性能對比結果如圖12所示。

由圖12可得到以下結論：

1）將故障相鉗位于O電平的容錯技術的三相諧波含量并不相同。以A相鉗位于O電平為例，此時A相具備更高的電流THD，且ab、ca具備更高的線電壓WTHD。因此，將故障相鉗位于O電平的容錯技術會降低故障相的輸出電能質(zhì)量。

2）OFTBSM的各相均可輸出O、N、P三種電平狀態(tài)，故在其作用下的三相電流THD相同，且ab、ca和bc的WTHD相近。

3）相比將故障相鉗位于O電平的容錯技術，OFTBSM具備更低的電流THD和更均衡的線電壓WTHD，從而具備更優(yōu)的諧波性能。

4 仿真驗證和實驗驗證

4.1 仿真驗證

利用PSIM搭建三電平ANPC逆變器，仿真條件如下：直流側(cè)電壓5 000V，直流側(cè)電容16.2mF，仿真步長1μs，基波頻率和三角載波頻率分別設定為50Hz和750Hz。仿真結果如圖13～圖15所示。

圖13為文獻[12-13]所提出的基于SVPWM的容錯技術的仿真結果。其表明：

1）當Sa1開路時，基于SVPWM的容錯技術控制故障相只輸出O、N電平，從而在容錯運行時避免了兩電平跳變，但會導致中點電壓不平衡。

2）當Sa5開路時，基于SVPWM的容錯技術只使用對應故障相為P或N電平的空間矢量合成參考電壓，但在容錯運行時存在兩電平跳變。

3）當Sa2和Sa3開路時，通過使用對應故障相為O電平的空間矢量合成參考電壓，基于SVPWM的容錯技術可在防止兩電平跳變的同時輸出三相幅值相同的電流，但在其作用下的三相電流THD并不相同，且故障相電流的THD明顯增大。

圖14為本文所提OFTBSM的仿真結果。對比圖13和圖14，可得到以下結論：

1）對比圖13a和圖14a，OFTBSM通過切換調(diào)制波實現(xiàn)容錯，其無需計算空間矢量作用時間，實現(xiàn)更為方便且中點電壓波動值更低。

2）對比圖13b和圖14b，OFTBSM在避免使用故障器件的同時有效輸出O電平，其在容錯運行時不存在兩電平跳變，可靠性更高。

3）對比圖13c和圖14c，OFTBSM分別在故障相電流正半周和負半周輸出N、O電平和P、O電平，從而控制三相輸出三種電平狀態(tài)。其在容錯運行時具備更低且更均衡的三相電流THD，從而具備更優(yōu)的諧波性能。

此外，由圖14可知，OFTBSM可在不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)下實現(xiàn)三電平ANPC逆變器開路故障容錯控制，其具備優(yōu)越的魯棒性。

圖15為直流側(cè)上端電壓和下端電壓初值分別為3 500V和1 500V時，OFTBSM的中點電壓平衡控制仿真結果。由圖15中可知：

圖15 OFTBSM的中點電壓平衡控制策略仿真結果

1）OFTBSM中點電壓波動頻率等于基波頻率。

2）通過移動調(diào)制波來改變主小矢量的作用時間，OFTBSM可在容錯運行的同時控制直流側(cè)電壓恢復平衡。

3）在中點電壓平衡控制過程中，OFTBSM的故障相依然可輸出三種電平狀態(tài)。

綜合圖13～圖15的仿真結果，相比傳統(tǒng)基于SVPWM的容錯技術，OFTBSM可在三電平ANPC逆變器出現(xiàn)開路故障時實現(xiàn)可靠容錯運行，其可以防止兩電平跳變、優(yōu)化輸出電能質(zhì)量并控制中點電壓平衡，且其計算簡單、實現(xiàn)方便。因此，OFTBSM更適用于三電平ANPC逆變器開路故障情況。

4.2 實驗驗證

利用如圖16的基于RT-Lab的硬件在環(huán)實驗平臺，對OFTBSM的有效性進行實驗驗證。該實驗平臺主要由控制系統(tǒng)、RT-Lab測試系統(tǒng)以及接口單元三部分構成，控制系統(tǒng)包含AD板、時鐘板、CPU板、PWM板等。其中，三電平ANPC逆變器為在FPGA中運行的虛擬受控對象，其直流側(cè)電壓設定為5 000V，直流側(cè)電容為16.2mF，控制周期為7 200Hz。OFTBSM的實驗結果如圖17和圖18所示。

圖17為三電平ANPC逆變器A相器件開路故障時，OFTBSM的實驗結果。從中可得出以下結論：

1）分析圖17a，若不使用容錯技術，當三電平ANPC逆變器的Sa1、Sa3、Sa4和Sa6同時開路時，A相電壓的P、O、N電平均異常，造成中點電壓不平衡和三相電流幅值、相位畸變。

2）對比圖17a和圖17b，在Sa1、Sa3、Sa4和Sa6同時開路時，OFTBSM可在容錯運行的同時平衡中點電壓，并控制故障相輸出三種電平狀態(tài)。

3）圖17c和圖17d表明，在Sa1、Sa4、Sa5、Sa6或Sa1、Sa2、Sa4、Sa5同時開路時，通過在故障相電流的正半周和負半周切換輸出N、O電平和P、O電平，OFTBSM可使得三電平ANPC逆變器正常輸出三相電流并防止兩電平跳變。

4）由圖17d可知，在Sa1、Sa2、Sa3和Sa4同時開路且調(diào)制比大于0.5時，OFTBSM將調(diào)制波幅值限定為0.577，對應逆變器處于降額運行狀態(tài)。

5）分析圖17b～圖17e，OFTBSM的中點電壓波動頻率等于基波頻率。

圖18為三電平ANPC逆變器B相器件開路故障時，OFTBSM的實驗結果。由圖18表明：

1）當不同相器件發(fā)生開路故障時，OFTBSM依據(jù)故障相電流方向調(diào)整調(diào)制波，從而可方便地實現(xiàn)不同相故障情況下的容錯控制。

2）對比圖17a～圖17d，當同相不同器件發(fā)生開路故障，在調(diào)制比為0.3、0.4、0.5或0.65時，在功率因數(shù)為0.2、0.4、0.6或0.8時，在載波頻率為450Hz或750Hz時，OFTBSM作用下的ANPC逆變器均可正常輸出三相電流。由此可知，在不同器件故障、不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)和不同開關頻率下，所提出的OFTBSM均可控制ANPC逆變器實現(xiàn)可靠容錯運行，故其具備優(yōu)越的魯棒性。

總結圖17和圖18的實驗結果，OFTBSM可在單相最多四個器件同時開路的情況下控制三電平ANPC逆變器輸出對稱的三相電流，且在其作用下的相電壓不會出現(xiàn)兩電平跳變。此外，在不同相器件故障、同相不同位置器件故障、不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)和不同開關頻率下，OFTBSM均可實現(xiàn)三電平ANPC逆變器的平穩(wěn)容錯運行，從而提高了三電平ANPC逆變器的穩(wěn)定性與可靠性。

5 結論

針對三電平ANPC逆變器開路故障，為研究可防止兩電平跳變、降低電流諧波、控制中點電壓平衡且實現(xiàn)簡單的容錯技術，本文進行了以下工作：

1）本文首先分析了三電平ANPC逆變器的開路故障特性，并提出了開路故障時的有效開關狀態(tài)選擇方法。

2）本文推導了控制三相只輸出O、N電平和O、P電平的調(diào)制波。在此基礎上，依據(jù)故障相電流方向切換使用調(diào)制波并利用有效開關狀態(tài)輸出三相電平，提出了OFTBSM及其中點電壓平衡控制策略。

3）本文分析了OFTBSM的容錯性能、中點電壓波動和諧波含量。

4）本文對OFTBSM進行了仿真和實驗驗證。結果表明，在不同相器件故障、同相不同位置器件故障、不同調(diào)制比、不同功率因數(shù)和不同開關頻率下，OFTBSM均可實現(xiàn)三電平ANPC逆變器的平穩(wěn)容錯運行，故其具備優(yōu)越的魯棒性和可靠性。此外，OFTBSM可防止兩電平跳變、降低電流諧波并控制中點電壓平衡，且其利用調(diào)制波與調(diào)制載波比較實現(xiàn)容錯，故具備計算簡單、實現(xiàn)方便的優(yōu)點。

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Research on Optimal Fault-Tolerant Technique for Three-Level Active-Neutral-Point-Clamped Inverter Based on Switching Modulation Wave

Wei Wei1,2Gao Zhan1,2Zhao Mutian1,2Zhao Lu1Li Yaohua1,2Ge Qiongxuan1

（1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive Institute of Electrical Engineering Chinese Academy of Sciences Beijing 100190 China 2. University of Chinese Academy of Sciences Beijing 100049 China）

The traditional fault-tolerant technique based on space vector PWM can realize the fault-tolerant operation of three-level active-neutral-point-clamped (ANPC) inverter without adding hardware equipment, but it has the defects of two-level jump, unbalanced neutral-point voltage, and output current distortion. To solve the above problems, this paper first analyzes the effective switching state of three-level ANPC inverter in the case of open-switch fault, and then deduces the modulation wave that can control three-phase only output negative, zero levels and positive, zero levels. On this basis, the modulation wave is selected according to the direction of the fault phase current, and the effective switching state is used to output the three-phase level, thus the optimal fault-tolerant technique based on switching modulation wave (OFTBSM) and its neutral-point voltage balance control strategy are proposed. Finally, the fault-tolerant performance, neutral-point voltage fluctuation, and harmonic performance of OFTBSM are analyzed. Simulation and experimental results prove that OFTBSM can make the ANPC inverter operate smoothly when the single-phase up to four switching devices have open-switch fault at the same time, and can prevent two-level jump, reduce current harmonics, and control the neutral-point voltage balance. In addition, OFTBSM also has the advantages of strong robustness, simple calculation, and convenient implementation.

Three-level active-neutral-point-clamped inverter, fault-tolerant, switching modulation wave, open-switch fault, neutral-point voltage balance

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210758

TM464

國家重點研發(fā)計劃高速磁浮交通系統(tǒng)關鍵技術研究課題（2016YFB1200602-19）和北京市自然科學基金（L201005）資助項目。

2021-05-24

2021-06-07

衛(wèi) 煒 男，1989年生，博士，研究方向為大功率變流器及功率器件應用技術。E-mail：helloww920@163.com

高 瞻 男，1993年生，博士，工程師，研究方向為多電平變流器脈寬調(diào)制與高性能電機控制技術。E-mail：gaozhan@invt.com.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）