葉宗彬， 武展飛， 鄧先明

(中國礦業(yè)大學 電氣與動力工程學院，江蘇 徐州 221116)

0 引 言

隨著社會的不斷發(fā)展，各界對開關電源技術要求也在不斷提升[1],而DC/DC變換器又在開關電源中扮演著重要的角色[2-3]。目前應用最為廣泛的DC/DC變換器主要是正激/反激變換器，移相全橋變換器以及LLC諧振半橋/全橋變換器[4]。反激變換器雖然結構簡單，但只能用于小功率場合；正激變換器、移相全橋變換器在使用過程中存在安全隱患。相較于上述變換器，雙向全橋LLC諧振變換器具有明顯的優(yōu)勢，可以在全負載范圍內實現軟開關，不僅減少了安全隱患問題，而且提高了效率[5]。

現如今對雙向全橋LLC諧振變換器設計方法已經很成熟，但是對其反向運行特性缺乏足夠的研究。在某種特定場合，需要雙向全橋LLC諧振變換器進行反向運行時，它的電壓增益不能滿足所需要求[6]。文獻[7]中設計了一種控制方式，使變換器反向運行下歸一化電壓增益變大，但是在變換器工作頻率較高時該歸一化電壓增益仍然比較小。針對上述問題，本文在變換器反向運行原有的控制策略下，加入一種新的控制策略，在Matlab/Simulink平臺搭建了仿真模型，通過仿真可以看出變換器電壓增益明顯提高，最后制作出樣機，通過實驗驗證了上述理論與仿真的可行性。

1 雙向全橋LLC諧振變換器工作原理

1.1 雙向全橋LLC諧振變換器

雙向全橋LLC諧振變換器具有高頻和高功率密度的特點[8]，在實際應用中比較廣泛，其拓撲結構如圖1所示。

圖1 雙向全橋LLC諧振變換器結構

假設功率方向：從左往右為正方向；從右往左為反方向。以正方向說明，原邊功率開關管S1～S4構成輸入側全橋；副邊功率開關管S5～S8構成輸出側全橋。圖中C1～C8分別為開關管S1～S8的寄生電容；D1～D8分別為開關管S1～S8的體、；Tr為高頻變壓器；Lm為勵磁電感；Lr為外接的諧振電感；Cr為諧振電容，變壓器原副邊匝比為n∶1。

變換器正向運行時有兩個諧振頻率點，低頻諧振頻率fm和高頻諧振頻率fr：

將fs定義為開關頻率，根據諧振頻率與開關頻率的大小，可將變換器正向運行方式下的工作狀態(tài)分為3個區(qū)間：fsfr。fs=fr變換器工作在完全諧振狀態(tài)。當fs

1.2 雙向全橋LLC諧振變換器反向運行分析

1.2.1 變換器反向運行原理

變換器反向運行時結構如圖2所示。

圖2 變換器反向運行結構

當諧振變換器反向運行時，若控制策略與正向運行時一致，勵磁電感會始終被反向輸出電壓鉗位，此時電路相當于LC串聯諧振，只有一個諧振頻率(如式(1))。變換器反向運行時根據諧振電流是否連續(xù)可以分為連續(xù)工作模式和斷續(xù)工作模式，即當反向運行fs>fr時，變換器工作在連續(xù)工作模式；fsfr下的電壓增益。

圖3為變換器反向運行工作時，在變頻控制模式下，fs>fr時的時序圖。圖中：UGS5～UGS8分別為開關管S5～S8的驅動電壓;U1為變壓器原邊電壓;iLr為諧振電流;im為勵磁電流;i2為副邊電流。

圖3 變換器反向運行時序

變換器運行過程如下：

階段1(t0～t1)：t0時刻，副邊開關管S5、S8同時導通。Lr和Cr參與諧振，諧振電流iLr流過原邊開關管S1、S4的體二極管D1、D4，電流i2由負變正。

階段2(t1～t2)：t1時刻，勵磁電流im開始反轉，諧振電流iLr流過原邊開關管S2、S3的體二極管D2、D3，若勵磁電流im的大小大于諧振電流iLr，則電流i2保持正向不變。

階段3(t2～t3)：t2時刻，副邊開關管S5、S8關閉，進入死區(qū)時間，此時電流i2使開關管S5、S8的寄生電容C5、C8充電，開關管S6、S7的寄生電容C6、C7放電，直至勵磁電流im的大小等于諧振電流iLr，為開關管S6、S7實現零電壓開通(ZVS)創(chuàng)造了條件。

后半周期導通過程和前半周期類似，這里不做贅述。

1.2.2 變換器反向運行分析

因為fs>fr時，諧振電流是連續(xù)的，因此可以將副邊電壓等效為方波電源，電源大小為nU2，諧振腔僅有Lr和Cr參與諧振，因此可以將變換器等效為一個串聯諧振電路[10]。如圖4所示，其反向運行方式下的等效負載為Rg。

圖4 變換器反向運行等效電路

說明：為了方便書寫，本文提到的電壓增益均為變換器反向運行方式下的歸一化電壓增益，用G表示，計算公式為G=U1/(nU2)。

根據變換器的等效電路可以研究變換器的電壓增益在負載不同和開關頻率不同的作用下的變化趨勢，為變換器的分析提供理論依據。

由圖4可以得出反向運行時變換器的電壓傳輸函數：

(3)

變換器的品質因數Q為

(4)

合并式(3)和(4)，經整理得：

(5)

將式(5)取模，即將電壓增益的傳遞函數取模得：

(6)

式中,fn為歸一化開關頻率，即fs和fr的比值。

根據式(6)，在Matlab中繪制出的電壓增益曲線如圖5所示。從圖中可以看出，變換器反向運行時歸一化電壓增益小于1，當fs=fr時,電壓增益最大為1[11]，因此，需要設計一種方法使變換器反向運行時電壓增益大于1。

圖5 變換器反向運行時電壓增益曲線

2 雙向全橋LLC諧振變換器反向升壓策略

2.1 反向升壓策略

文獻[7]中提出了一種變換器反向升壓策略：變換器反向升壓功率開關管的驅動方式與傳統驅動方式不同，區(qū)別在于反向運行時在原邊橋上橋臂開關管S1、S3不再作為整流二極管使用，而是使其運行過程中導通，開關管S1、S3驅動電壓和副邊開關管S5、S8一致，即開關管S1、S3、S5、S8驅動電壓同步導通，開關管S6、S7驅動電壓與開關管S1、S3、S5、S8驅動電壓互補導通，依然是變頻控制，若不計死區(qū)，驅動信號占空比均為50%。變換器反向運行方式連續(xù)工作模式下時序圖如圖6所示，由于控制方式的變化，所研究的電壓電流變量和傳統降壓方式下不同，因此變換器反向升壓時序圖中的變量和傳統降壓方式下不再相同。

圖6 變換器反向升壓時序

變換器反向升壓在連續(xù)工作模式時，電壓增益將受到負荷與頻率大小影響，這與斷續(xù)工作模式不同，變換器電壓增益G時域分析得到的狀態(tài)方程極為復雜。因此，可以用狀態(tài)平面法對狀態(tài)方程組進行標準化，以此來獲得電壓增益[12]。由于計算方法復雜，需要聯立多種狀態(tài)方程才可得出電壓增益，這里直接給出在此種情況時，不同Q下的電壓增益曲線如圖7所示。

圖7 反向升壓工作模式增益曲線

由圖7可知，變換器工作在反向升壓模式下，歸一化電壓增益最大為2，這時fn=1，fs=fr，即當fsfr，根據實際需求，選擇合適的開關頻率和負載大小可以使變換器的電壓增益大于1。

2.2 新型反向升壓策略

上述方法雖然可以提高電壓增益，但是在負載恒定，開關頻率在恒定范圍的情況下，上述方法對電壓增益的提高受到限制。本文在上述方法的前提下，即在變頻控制的基礎上增加了移相控制策略，可以進一步提升電壓增益，具體控制策略如下：

首先對新增變量進行定義：Th為開關周期的一半；α為移相角，D=α/Th，稱D為移相比[13]。由于新型控制策略加入了移相控制，通過D的大小來衡量移相角度，這里0

新型控制策略：和2.1所述控制策略不同，該控制策略原邊開關管S1、S3與副邊開關管S5、S8不再同步導通，開關管S1與開關管S5、S8錯開一個角度α導通，開關管S3與開關管S1互補導通，副邊開關管S6、S7導通方式不變，與開關管S5、S8互補導通。各開關管導通時序圖如圖8所示。

圖8 新型控制策略反向升壓開關管時序

3 變換器反向升壓策略仿真與驗證

3.1 變換器參數設置

由于變換器反向運行時工作在LC諧振升壓模式下，此時勵磁電感被鉗位，故參數應按照正向LLC諧振模式進行設計，然后按照該參數求變換器反向升壓運行時開關頻率范圍[14]，相應設計參數指標如表1所示。說明：表中反向運行的參數是變換器反向升壓時的參數，并非正常反向降壓的參數，此時輸出電壓最大為23 V，而正常反向降壓的最大輸出電壓為20 V。

根據表1的設計指標，計算出變換器中各個變量的具體數值[15]，如下：諧振電容Cr=2 μF，諧振電感Lr=5 μH，勵磁電感Lm=25 μH，變壓器變比n=2∶5。

表1 變換器正反向參數設計指標

確定好諧振參數后，由于參數已經確定，因此反向運行時變換器的增益范圍為：

(7)

(8)

式中:Gmin、Gmax分別為此負載條件下變換器反向運行時最小電壓增益和最大電壓增益；U1max、U1min分別是變換器反向運行時最大輸出電壓和最小輸出電壓；U2是輸入電壓；n是變壓器變比。

在該負載條件下，由圖7得出電壓增益-歸一化頻率曲線如圖9所示。

圖9 反向運行電壓增益曲線

由圖9可知，變換器反向運行時若要使增益達到要求，其歸一化開關頻率范圍是1.39～1.73，即開關頻率范圍是69.5～86.5 kHz，略高于正常運行時的頻率。

3.2 變換器反向升壓的仿真

為了驗證所提出策略的可行性，在Matlab/Simulink平臺搭建的仿真模型如圖10所示。

圖10 變換器仿真模型

仿真參數是按照參數進行設置，由于輸出電壓受開關頻率大小的影響，為了方便對比兩種控制策略下電壓增益大小，因此兩種策略的仿真是在輸入電壓、負載和開關頻率完全相同情況下進行的，所得仿真波形如圖11、12所示。圖中仿真波形由上到下依次為諧振電流ir，原邊橋電壓UAB，副邊橋電UCD，輸出電壓U1。

由圖11、12對比可見，ir和UAB均有所變化，更重要的是，U1變的更大，原始控制策略下U1為23 V，G為1.15；新型控制策略1中U1提升為27 V，G提升為1.35。

4 變換器反向升壓策略驗證與分析

4.1 變換器反向驗證

變換器控制回路采用數字控制，由于數字控制技術具有靈活性高、準確性高、穩(wěn)定性強的特點，已經逐漸發(fā)展為主流控制手段[16]。本文用TI公司生產的TMS320F28335作為控制芯片為開關管供驅動電壓，用TLP351和IR2110S作為隔離和驅動信號的放大，開關管用的是頻率特性較好的IRF540N，搭建了一個小樣機來驗證理論的可行性。

由于加入了移相控制，在移相控制策略下，諧振 電流呈準正弦波，能有效減小開關管關斷電流，關斷損耗以及變壓器的渦流損耗，進一步提高變換器效率，擴大軟開關范圍，而且有利于改善系統電磁兼容性[17]。

為了對比兩種控制策略的電壓增益和效率大小，做了多組實驗，實驗條件是在輸入電壓、負載和開關頻率完全相同的情況下進行，并且負載為滿載，所得結果后續(xù)給出。所做實驗波形基本一致，所截實驗波形與仿真波形變量一致。

由圖11～14可見，實驗波形與仿真波形大體一致。新型控制策略反向輸出電壓明顯增大，即提高了電壓增益。

圖13 原始控制策略實驗波形

圖14 新型控制策略實驗波形

兩種控制策略的開關管S1的驅動電壓UGS1、電壓UDS1、電流iS1如圖15,16所示。從圖中可以看出，原始控制策略下開關管S1僅實現了ZVS(零電壓開通)，并未實現ZCS(零電流關斷)；而新型控制策略下開關管S1既實現了ZVS，也實現ZCS，因此新型控制策略變換器損耗降低，即提高了效率。

4.2 變換器反向實驗分析

為了對比兩種控制策略下變換器的電壓增益和效率，通過多組實驗數據，做出原始控制策略下變換器反向運行時G和fs之間的關系以及效率η和fs之間的關系，如圖17所示。

由分析知，變換器反向運行開關頻率范圍是69.5～86.5 kHz，為了方便進行對比，68 kHz也計算在內，這里只測量到76 kHz，是因為當頻率繼續(xù)增大，電壓增益逐漸變小，且效率變低，因此開關頻率大于76 kHz不做研究。從圖中可以看出，原始控制策略下，隨著頻率的升高，電壓增益逐漸降低，最大電壓增益為1.19；效率在70 kHz最大為87%，比正常運行時效率稍低，這是因為該控制策略下開關管S3硬開通、硬關斷導致的，并且實驗樣機所做的功率比較小也導致了變換器效率偏低。

新型控制策略增加了移相控制，變換器的G、D、fs三者關系如圖18所示，η、D、fs三者關系如圖19所示。

由圖知，新型控制策略下，在D不變的情況下，改變fs對G的影響不大，但是對η有影響，在頻率為70 kHz時η最大，這和原始控制策略下結論相同，并且其η明顯增高。當fs固定時，改變D不僅對G有很大影響，而且對η影響也很大。當D為0.15時，G接近1；當D大于0.15時，G增大的比較快，最大可達到1.5，而原始控制策略最大電壓增益G為1.19，但是所付出的代價是效率η降低，因此，D大小的選取要折中考慮其G和η的大小。

對比以上兩種控制策略，在頻率和負載相同的情況下，新型控制策略的電壓增益明顯高于原始控制策略，并且當兩種控制策略電壓增益相同時，新型控制策略的效率明顯高于原始控制策略。因此在同等負載和開關頻率的條件下，新型控制策略通過選擇合適的移相比，可以使電壓增益和效率都高于原始控制策略。從以上對比分析可知，實驗結果與理論分析和仿真分析基本一致，驗證了新型控制策略的可行性。

5 結 語

由于傳統雙向全橋LLC諧振變換器反向運行方式下電壓增益小，本文改進了控制策略，加入了移相控制策略，增大了變換器反向運行的電壓增益和效率。該方法簡單并且較容易實現，提高了變換器反向運行方式下的電壓調節(jié)能力，使其應用場合變的更加寬泛。電壓增益的提高，使雙向全橋LLC諧振變換器的參數設計也變的更加靈活，有利于提高變換器的總體性能。