0 引言

新能源汽車以其零排放的絕對優(yōu)勢，成為近幾年國家發(fā)展的重要戰(zhàn)略部署。然而，新能源汽車電池存在動態(tài)響應(yīng)較慢的缺點。當在車輛制動時無法快速地回收能量

。雙向DC-DC變換器搭配控制電路及超級電容組成的儲能系統(tǒng)可以很好地彌補這一不足。雙向DC-DC變換器在系統(tǒng)中承擔能量傳遞的作用。在汽車剎車過程中，所產(chǎn)生的再生電能將通過雙向DC-DC變換器為系統(tǒng)中的超級電容提供電力。這一方案很好地解決了新能源汽車動態(tài)響應(yīng)慢的缺陷，對于新能源汽車的發(fā)展具有重要的經(jīng)濟效益

。

傳統(tǒng)的雙向DC-DC變換器的開關(guān)管大都處于硬開關(guān)狀態(tài)，致使儲能系統(tǒng)的損耗增加，極大程度的降低了整機效率

。能量損耗低的特點在相關(guān)文獻中被證實

。研究發(fā)現(xiàn)，雙向全橋LLC拓撲具有電能雙向流動和軟開關(guān)范圍大的特點。因此，本文將以雙向全橋LLC電路為基礎(chǔ)對新能源汽車的變換器進行設(shè)計與研究。

1 原理介紹與分析

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)分析

圖1所示為雙向全橋LLC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)圖。變換器的拓撲結(jié)構(gòu)包括開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、諧振網(wǎng)絡(luò)與整流網(wǎng)絡(luò)三個組成部分。并且，根據(jù)電流的流動方向，可將行變換器分為正向與反向兩種工作模式

。本文針對現(xiàn)有LLC電路的拓撲結(jié)構(gòu)進行了優(yōu)化設(shè)計。將現(xiàn)有方案中的不可控整流二極管采用可關(guān)斷的全控型器件進行代替，同時，在變換器的輸入端并聯(lián)一個與原勵磁電感相同的電感。

③收益增加額減去項目總投資額后，第一年項目產(chǎn)生經(jīng)濟效益為804萬元-527.43萬元=276.57萬元。

由圖1可以看出，當左側(cè)的全橋網(wǎng)絡(luò)運行在逆變狀態(tài)時，右側(cè)的全橋結(jié)構(gòu)將運行在同步整流狀態(tài)

。使得雙向全橋LLC電路無論位于正向或反向工作模式下均處于諧振變換狀態(tài)。這一優(yōu)勢能夠在分析拓撲電路時，均可按照單向LLC電路的工作模式進行分析。更重要的是，無論正向或反向工作模式下的控制策略相同，極大地簡化了系統(tǒng)的控制策略及控制算法

。

從本質(zhì)上來講，智能電網(wǎng)是在傳統(tǒng)電網(wǎng)的基礎(chǔ)上疊加一個信息化的網(wǎng)絡(luò)，實現(xiàn)電網(wǎng)本體和信息深度融合，實時掌握發(fā)電側(cè)和用電側(cè)的信息，實現(xiàn)電力電量實時平衡。

1.2 基波近似分析

本節(jié)基波近似法對變換器正向與反向運行狀態(tài)進行數(shù)學(xué)建模。首先針對正向工作模式進行分析。

擴展描述函數(shù)法能夠?qū)崿F(xiàn)拓撲電路的時域與頻域分析。本節(jié)將采用此方法構(gòu)建連續(xù)時間的線性小信號模型。分析可知，對于正反向工作模式都可簡化為單向進行分析。因此，可將變換器簡化為全橋LLC變換器進行分析。全橋LLC等效電路如圖2所示。

(1)

同理，將輸出阻抗

等效到交流側(cè)，近似認為

2

兩端電壓為正弦波。同樣對

進行傅里葉分解后，如式(2)所示。。

(2)

同理，反向工作模式下的分析流程與正向工作模式相同。同樣按照前文計算方法可以得到反向工作模式下的直流增益函數(shù)：

(3)

對比正向與反向模式下的直流增益函數(shù)可見，由于

1

=

2

，當

1

=

2

時，兩個模式下的直流增益函數(shù)相同。

運用Matlab軟件，可以得到7階傳遞函數(shù)：

(4)

結(jié)合圖1，基于基爾霍夫定律可以得到正向工作模式下直流增益的傳遞函數(shù)：

(5)

將傳遞函數(shù)中

采用

代替，

=2

，

=5，

=2。采用Mathcad 軟件可得到正向工作模式下的直流增益曲線。

這里將交流等效阻抗

2

視為純電阻，則流經(jīng)

2

的電流將為正弦特征，記作

2

(

)=

sin(

)，則

(6)

2 閉環(huán)變換器設(shè)計

2.1 數(shù)學(xué)建模

將圖1中雙向全橋LLC電路進行簡化并取正向工作模式進行分析。在全橋結(jié)構(gòu)中，開關(guān)網(wǎng)絡(luò)逆變后的電壓

是一個幅值為

的方波，且方波正向的起始時刻為0。對

進行傅里葉分解后，如式(1)所示。

基于圖2，運用基爾霍夫定律獲取狀態(tài)方程?？梢缘玫街C振網(wǎng)絡(luò)電壓如下式所示。

我非常納悶，經(jīng)理解釋公司高層先前商量一致決定推選沙莉升職，因為她懂得體貼客戶，人性化地擴展業(yè)務(wù)，后來出現(xiàn)緋聞意外，通過人事部調(diào)查證實沙莉是無辜的。

大學(xué)較之中學(xué)存在階段性的差別，主要表現(xiàn)在學(xué)習(xí)和人際交往上。新生中主要的問題之一是學(xué)習(xí)問題，不少新生來訪者主訴“學(xué)習(xí)內(nèi)容比較枯燥，沒意思”，“不知道學(xué)這些東西有什么用，對現(xiàn)在的學(xué)習(xí)很迷茫”，“擔心未來的發(fā)展，不知道將來自己要做什么，能做什么”。大學(xué)新生學(xué)習(xí)上的迷茫感主要表現(xiàn)三個方面。

(7)

式中，當

>0時，sgn(

)=1，當

<0時，sgn(

)=-1。

該地區(qū)近期構(gòu)造運動強烈頻繁，新構(gòu)造運動既起了加深以往構(gòu)造變動的作用，并產(chǎn)生了一些新的構(gòu)造形態(tài)。通過新構(gòu)造運動，最后形成了境內(nèi)之全貌。

同時，得到諧振網(wǎng)絡(luò)電流：

(8)

變壓器原邊電壓：

(9)

式中，

=2

；

=2

2；

為積分環(huán)節(jié)的增益。采用 Matlab 軟件的 sisotool 工具可以實現(xiàn)閉環(huán)控制網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計，并得到系統(tǒng)補償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)

(

)如下式所示。

強化品牌意識，加大策劃包裝力度，大力宣傳洮北區(qū)“雪寒”韭菜、鎮(zhèn)賚縣“杏花村”大蔥、洮南市“福勝”蔬菜、大安市“太山”黃姑娘、“白城”香瓜等棚膜產(chǎn)品品牌，以品牌效應(yīng)發(fā)展優(yōu)勢產(chǎn)業(yè)、開拓產(chǎn)品銷售市場。

(10)

輸出電壓：

(11)

2.2 閉環(huán)變換器設(shè)計

基于2.1節(jié)分析，可以得到雙橋LLC變換器的小信號模型，基于小信號模型，可以得到系統(tǒng)的傳遞函數(shù)。本節(jié)將結(jié)合具體的電路參數(shù)對控制環(huán)路進行設(shè)計。

表1 所示為電路參數(shù)表。將數(shù)值帶入，可以得到開環(huán)控制函數(shù)。

（2）合同對結(jié)算方式要求不明確，結(jié)算可調(diào)部分規(guī)定不明確，如人工、材料調(diào)差未明確細化的要求，造成結(jié)算扯皮。

(12)

為保證開環(huán)系統(tǒng)的頻率特性實現(xiàn)閉環(huán)響應(yīng)特性，在連續(xù)域內(nèi)需要對系統(tǒng)添加一個三極點-雙零點(3P2Z)的補償網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)在連續(xù)域內(nèi)的傳遞函數(shù)

(

)如下式所示。

(13)

變壓器副邊電流：

(14)

系統(tǒng)經(jīng)補償校正后的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(

)與

(

)的乘積，即

(

)=

(

)

(

)。對比結(jié)果顯示，添加補償網(wǎng)絡(luò)之后，頻響的幅值裕度為-19.3dB，相位裕度為88.9度。變換器系統(tǒng)的頻域響應(yīng)得到明顯改善，并且能夠滿足開關(guān)電源補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計要求。

3 仿真實驗

仿真過程中元件的電器參數(shù)按照表1進行設(shè)置。并且，為了能夠準確模擬系統(tǒng)電路的工作狀態(tài)，在電感

一側(cè)添加串聯(lián)電阻ESL。同時，在濾波電容

下側(cè)添加串聯(lián)電阻ESR?？紤]到模擬輸出負載的變化，在輸出電阻

下面串并聯(lián)一個開關(guān)

和電阻

。當開關(guān)打開時，對應(yīng)輸出電阻為

。當開關(guān)斷開時，對應(yīng)輸出電阻為

+

。

補償器能夠?qū)⑤敵鲭妷?/p>

和基準電壓

(48V)輸入到補償網(wǎng)絡(luò)當中。然后補償器將補償校正后的結(jié)果進行輸出。輸出后的控制量Δ

通過加法器與初始開關(guān)頻率值

進行求和。框2部分為壓控振蕩器(VCO)。由于PSIM軟件當中沒有現(xiàn)成可用的VCO模塊，而雙向全橋LLC電路具有變頻控制的需求。因此，本文采用硬件搭建進行補充。VCO是由一個外部可復(fù)位積分器與比較器兩個元件構(gòu)成。其中，可復(fù)位積分器能夠接收外部的控制信號來對積分進行復(fù)位。當復(fù)位信號為高電平時，積分器的輸出將被置為零。積分器能夠?qū)⒀a償器輸出的數(shù)值

進行積分后，與比較器的反向輸入端(1)進行比較。即可獲得一個上升斜率為開關(guān)頻率

的鋸齒波。并且，得到的鋸齒波周期為1

。由此可以將電壓信號轉(zhuǎn)化為頻率信號。

準確移取10.00 mL超市購買的果酒和果醋于不同的50 mL容量瓶中，加入超純水定容，超聲波清洗器脫氣5 min，經(jīng)0.45 μm濾膜過濾待測。

框 3 部分為 PWM 模塊。在壓控振蕩器 VCO 輸出的鋸齒波通過比較器之后，PWM 模塊能夠?qū)⑿盘柗纸獬梢粚パa的、帶有死區(qū)時間的、占空比為46%的PWM信號 PWM1a 與PWM1b。分解之后的信號分別作為開關(guān)管 Q

、Q

及 Q

、Q

的門極驅(qū)動信號。

圖5所示為輸出負載跳變時的輸出電流

波形圖和電壓

波形圖。當可關(guān)斷開關(guān)管

以1kHz跳變時，對應(yīng)的輸出電阻也將隨之跳變。同時，輸出電流將從滿載跳變到輕載。但是由于系統(tǒng)設(shè)置了電壓控制環(huán)路，隨著輸出負載的跳變，輸出電壓很快會恢復(fù)到額定輸出的48V。經(jīng)測量，輸出電壓交流峰的峰值為

-

=0.19V。完全能夠滿足電壓紋波系數(shù)≤ 0.5%的設(shè)計要求。

如圖2所示，礦區(qū)內(nèi)出露地層為寒武系黃洞口組中段(∈h2)和上段(∈h3)，是一套濁積碎屑巖，巖性為粉砂巖、泥質(zhì)粉砂巖、泥巖、細砂巖等，為礦區(qū)內(nèi)金礦體的圍巖，其金、銀元素豐度值分別為地殼平均值的4～5倍和17倍。

輸出電壓與輸出電流測定之后對雙向LLC變換器開機過程中輸出電壓的波形進行測量。經(jīng)測量，變換器的動態(tài)性能指標如下：延遲時間

=0.118ms，上升時間

=0.134ms，峰值時間

=0.297ms，調(diào)節(jié)時間

=0.689ms，超調(diào)量σ%=14.4%。可以看出系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差較小，進而可以驗證所設(shè)計的硬件控制環(huán)路系統(tǒng)有著良好的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。

4 結(jié)束語

本文針對雙向全橋LLC變換器進行了設(shè)計與研究。對現(xiàn)有的雙向全橋LLC變換器進行了優(yōu)化，提出了一種新型的拓撲結(jié)構(gòu)。運用擴展描述函數(shù)法對變換器進行數(shù)學(xué)建模，得到了小信號動態(tài)模型，并利用得到的小信號模型進行了電路控制環(huán)路設(shè)計?；赑SIM軟件搭建仿真實驗平臺，對本文涉及進行了仿真實驗。仿真結(jié)果驗證了本文設(shè)計的可行性與穩(wěn)定性。本文方案為新能源汽車變換器設(shè)計提供了新的方法與思路，對于新能源汽車的發(fā)展具有重要的實際工程意義。

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