顧鴻赟，劉陵順，李 巖 ，閆紅廣

(1.海軍航空大學 航空基礎學院，山東 煙臺 264001；2. 中國人民解放軍92925部隊，山西 長治 046000)

0 引 言

伴隨世界工業(yè)的高速發(fā)展，能源危機和環(huán)境污染成為了近十幾年來人們關注的熱點問題。由于新能源汽車使用了低碳減排的電能驅動，因此成為了多國的戰(zhàn)略性新興產(chǎn)業(yè)[1-3]。電動汽車發(fā)展的問題之一就是電池充電，根據(jù)充電方式不同，可分為非車載充電器(Off-board Charger)和車載充電器(On-board Charger)。非車載充電器，即充電器與車體分離，能夠提供大功率、品質高的電能，但造價高、體積重量大，多用于大型充電站中；車載型充電器是將充電設備集成在車體內(nèi)部，雖然體積重量受限、充電功率小，但成本較低，便于攜帶、充電地點不受限制，使用方便靈活。因此，高性能、大功率的車載充電器成為了未來發(fā)展趨勢。

目前，多相永磁同步電機在驅動充電集成化拓撲中研究較多，文獻[4-6]對不同拓撲結構進行了討論，其中文獻[4]對五相、六相、九相電機驅動充電拓撲結構及無轉矩充電模式進行了介紹。文獻[7-10]拓撲結構上多采用傳統(tǒng)N相電源變換器，當電機相數(shù)較多，系統(tǒng)中的電力電子元件數(shù)目多。在控制方面，文獻[11-13]采用電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)相結合的雙閉環(huán)PI控制來交直流端電能轉換和功率矯正(Power Factor Correction，PFC)，這類方案的動態(tài)性能較差，抗擾性較弱。文獻[14-15]采用直接功率控制的方法，能讓系統(tǒng)在單位功率因數(shù)下運行，但諧波污染上需要改進。

本文將三相電源供電的九開關電源變換器(Nine-switch Converter，NSC)和雙Y移30°非對稱六相電機集成到充電系統(tǒng)的拓撲結構，通過優(yōu)化直接功率控制方法，在實現(xiàn)充電驅動一體化的同時，減少了電力電子元件的數(shù)目，提高了充電模式下的功率因數(shù)、改善了電源品質。

1 集成充電器的拓撲結構及工作原理

1.1 電磁轉矩為零的充電模式原理

基于九開關變換器的雙Y移30°非對稱六相電機的三相集成充電器拓撲結構，如圖1所示，系統(tǒng)由三相電網(wǎng)、雙Y移30°非對稱六相電機、九開關變換器組成。當系統(tǒng)工作在充電模式下，接入外部三相交流電，繼電器S1～S4打開，九開關變換器的中間開關Gm1～Gm3始終導通(等同于短路)，電源A相連接電機a、d相，B相連接b、f相，C相連接c、e相。本文主要研究集成充電器無扭矩整流過程，有關九開關驅動問題詳見文獻[16]，DC-DC二級變換器和蓄電池暫不考慮，并用電阻代替。

圖1 一體化集成充電器拓撲結構原理圖

電機轉子是在定子產(chǎn)生的旋轉磁場作用下轉動的，對于具有兩個獨立中性點的六相電機，按照圖1中的方式與三相電源連接，當電流通過定子繞組時，相當于兩套三相定子繞組產(chǎn)生了大小相同但旋轉方向相反的對稱旋轉磁場，磁場同時作用在電機轉子上，力矩相互抵消，因而使得電機保持靜止。與此同時，電機的定子繞組還可以作為充電濾波電感，不用外加濾波元件，降低了充電器的重量和成本。

根據(jù)文獻可知，相電流經(jīng)Clark變換后，電流分量iα、iβ為

(1)

從式可以看出，電流分量iα、iβ的數(shù)值大小成比例(iα/iβ≈3.73)，相位相同。因此，電流在機電能量轉換平面(α-β子空間)內(nèi)只產(chǎn)生了脈動的磁場，而沒能形成旋轉的磁場，所以電機中沒有轉矩產(chǎn)生。也就是說，在充電模式下，電機轉子不需要機械鎖定就可以保持靜止狀態(tài)。

1.2 充電模式下拓撲結構圖等效簡化

通過之前的計算分析，在充電模式下，九開關變換器的中間三個開關處于導通狀態(tài)，電機轉子不旋轉，定子繞組充當濾波元件，所以充電模式下的拓撲結構可以等效為圖2所示的電路圖。由于兩兩支路并聯(lián)，每相定子繞組電阻、電感相等，因此圖2的電路圖可進一步等效為圖3所示的電路圖，即系統(tǒng)可簡化為經(jīng)典三相電壓源整流電路。

圖2 拓撲結構簡化圖

圖3 拓撲結構最終簡化圖

2 基于直接功率控制理論的控制算法

2.1 預測直接功率控制算法設計

預測直接功率控制主要由三部分組成：瞬時功率計算、模型預測計算和有功功率計算。相比于傳統(tǒng)直接功率控制，預測直接功率控制減少了對采樣頻率和傳感器精度的依賴，降低了交流側電感選擇的難度。本文改進的預測直接功率控制原理圖如圖4所示。

圖4 改進的預測直接功率控制原理圖

在α-β坐標下，三相整流器的瞬時功率P和瞬時無功功率Q可表示為

(2)

設采樣頻率遠遠高于電源電壓頻率，則可以近似認為在兩個相鄰周期內(nèi)離散化電壓公式可以寫成：

(3)

通過式(2)、式(3)可以推出離散化P、Q變化量：

(4)

根據(jù)Kirchhoff laws可以將電壓型整流電路的微分方程表示為

(5)

對于式(5)，忽略電阻R的影響，進行離散化，得：

(6)

根據(jù)預測控制的思想，控制的最終目的是實際值與期望值一致，因此令：

(7)

將式(2)～式(7)結合，解算得：

(8)

在充電模式控制系統(tǒng)中，充電功率較大，為減少對外部電網(wǎng)得污染，實現(xiàn)系統(tǒng)單位功率因數(shù)運行，因此直接設置Q*=0，而對于P*在相鄰周期內(nèi)不可能是完全線性變化的，為了減小模型預測中的誤差以及充電過程中干擾的影響，因此采用二階拉格朗日插值法進行求算[17]。

假設已知P(k)、P(k-1)、P(k-2)，則P*的二次拋物線插值為

(9)

由于采樣頻率不變，因此求得A0=1，A1=-3，A2=3。即：

P*(k+1)=P(k-2)-3P(k-1)+3P(k)

(10)

將Q*=0及式代入式可得：

(11)

式(11)得到的電壓分量，將作為SVPWM模塊的控制量。

2.2 基于滑模控制原理的參考功率設計

對于車載充電器的直流側，希望系統(tǒng)有穩(wěn)定的電壓輸出，經(jīng)典電壓外環(huán)控制器設計多是采用PI反饋調節(jié)，而由于整流過程是一個非線性、時變過程，PI控制器的參數(shù)對系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響較大。本文采用自適應滑?？刂撇呗裕谙到y(tǒng)受到外部干擾和系統(tǒng)參數(shù)微變時能夠更好的保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，響應更快，魯棒性更好。

在每一個周期內(nèi)，忽略較小的電路損耗，系統(tǒng)的輸入(交流測)與輸出(直流側)功率相等：

(12)

式中,Pdc為輸出(直流)側有功功率，Pac為輸入(交流)側有功功率。

設計選取滑模面S為

(13)

式中，k為不等于零的調控參數(shù)。對于直流電壓參考值Udcref，根據(jù)系統(tǒng)需要，一般設為不變常數(shù)，則dUdcref/dt=0；并將式(12)代入式(13)，并令滑模面S=0，可得：

(14)

在一個周期內(nèi)，為了滿足滑模條件，使得S=0，并期望系統(tǒng)的有功功率與參考值應相等，即：

(15)

式中，P*為預測直接功率控制中的參考有功功率。

2.3 SVPWM技術實現(xiàn)開關控制

傳統(tǒng)的直接功率控制策略(DPC)的實現(xiàn)主要由功率計算模塊、功率滯環(huán)比較器和開關表組成，系統(tǒng)結構相對復雜，并且采用開關表進行控制，不但開關頻率不固定，而且若開關信號選擇不恰當會造成功率失調。雖有各類優(yōu)化開關表的方法來提高開關信號的精準度，但將使開關頻率過高、系統(tǒng)結構進一步復雜。

為了提高控制的精準度、固定開關頻率，本文采用SVPWM技術實現(xiàn)對開關的控制，將式(8)計算得出的電壓矢量Uα、Uβ通過SVPWM技術產(chǎn)生調制信號驅動充電器電力開關，實現(xiàn)對充電器功率的預測控制，獲得期望的直流電壓輸出，并保證系統(tǒng)的在單位功率因數(shù)下運行。

3 仿真結果

本文所提出的集成車載充電器控制策略在Matlab/Simulink環(huán)境下的仿真結果在本節(jié)給出。有關雙Y移30°非對稱六相電機的仿真模型詳見文獻[18-19]，系統(tǒng)參數(shù)在表1中給出。

表1 系統(tǒng)參數(shù)

仿真模型結構圖如圖5所示。車載充電器的控制模塊主要由滑?？刂颇K、預測直接功率控制模塊和SVPWM模塊組成。由圖5可知，滑?？刂朴嬎愠龅膮⒖加泄β蔖*、參考無功功率Q*=0交流側電網(wǎng)電壓和電流經(jīng)過Clark變換所得的αβ分量以及實測的有功功率P無功功率功率Q都作為預測直接直接功率模塊的計算參數(shù)，經(jīng)該模塊計算后得到電壓分量通過SVPWM模塊得到功率開關的控制信號，最終實現(xiàn)對功率開關的控制。

圖5 系統(tǒng)仿真結構圖

按式(11)搭建的預測直接功率模塊的仿真圖如圖6所示。

由圖6可知，當系統(tǒng)工作在充電模式下時，電機電流分量iα、iβ同相位,如圖7(a)所示，數(shù)值上成比例(iα/iβ≈3.73)，驗證了電機中定子繞組無法形成旋轉磁場。運行中電機的電磁轉矩非常小,如圖7(b)所示，數(shù)量級在10-5Nm，近似為0，如此小的轉矩無法克服電機阻尼轉矩使得轉子轉動，因此轉子機械角速度為零如圖7(c)所示。

圖7 電機運行特性

系統(tǒng)直流側電壓波形如圖8所示，可以明顯看出，滑模控制算法能使直流側在0.05 s以內(nèi)穩(wěn)定在給定電壓800 V，在實際的應用中足夠滿足要求如圖8(a)所示。對于交流側，三相電源A相電流在穩(wěn)定后波形十分接近正弦波，有利于減少諧波分量。

圖8 電壓電流波形圖

由圖9可以看出，在系統(tǒng)穩(wěn)定后，能夠以穩(wěn)定的功率輸出，雖然實際有功功率與參考有功功率存在一定波動，但波動很小，并且實際輸出有功功率能夠很好的追蹤參考輸出功率如圖9(a)所示。無功功率雖無法達到零，但以較小值在零附近波動如圖9(b)所示。

圖9 輸出功率

由圖10可知，系統(tǒng)功率因數(shù)能夠維持在0.99附近，即系統(tǒng)能夠在單位功率因數(shù)下運行如圖10(a)所示。對A相電流穩(wěn)定后t=0.3 s后的3個周期的仿真波形進行分析，從傅里葉分析圖可以看出， A相電流的電流基波幅值為67.84 A，電流的畸變率THD=0.84%如圖10(b)所示。通過對系統(tǒng)功率因數(shù)分析及諧波分析，能夠再次證明該控制策略能夠極大減少對交流電網(wǎng)的污染。

圖10 功率因數(shù)及諧波分析

4 結 論

本文以雙Y移30°非對稱六相永磁電機九開關驅動/充電集成化拓撲結構為研究對象，結合拉格朗日插值法、滑?？刂萍癝VPWM技術，提出了一種在充電模式下改進的預測型直接功率控制算法。通過簡單的硬件配置，該方法能夠將九開關變換器和電機合并在充電過程中，從標準三相交流電直接進行充電，實現(xiàn)了完全集成車載充電。相比與傳統(tǒng)的直接功率控制，本文提出的算法響應速度更快，功率因數(shù)更高，對電網(wǎng)的污染更小。通過Matlab/Simulink仿真驗證，當系統(tǒng)工作在充電模式下，電機無扭矩產(chǎn)生，系統(tǒng)能夠輸出穩(wěn)定的直流電壓，并在單位功率因數(shù)下穩(wěn)定運行。